電子工程專輯?2021-10-16 08:29

以下文章來源于無線深海?，作者蜉蝣采采

無線深海.

移動通信交流，無線通信發展趨勢，最新動態，原創科普文章發表。

1. 什么是無線路由器?

在5Ｇ時代，手機套餐中所含的流量越來越多，單位價格也越來越便宜，即便如此，也難以毫無顧忌地刷劇。家庭寬帶，按帶寬收費，流量不限，通過無線路由器將其轉化為Wi-Fi信號，不但可供全家共享，連接各種智能家居也不在話下。無線路由器因此，將無線路由器稱為家庭的數據樞紐也毫不為過。
無線路由器這個名稱可以拆出來兩個關鍵詞：無線和路由。理解了這兩個詞背后的技術原理，就理解了無線路由器。無線也就是我們常說的Wi-Fi。無線路由器可以將家庭寬帶從有線轉換為無線信號，所有設備只要連接自家Wi-Fi，就能愉快地上網了。除此之外，這些設備還組成了一個無線局域網，本地數據高速交換，不受家庭寬帶的帶寬限制。舉個例子，很多人家里都有智能音箱，可以用來控制各種智能電器。當你說小X小X，打開電視時，音箱實際上是通過局域網找到電視并發送指令的，并不需要連接互聯網；而你如果讓它播放新聞時，就必須要通過互聯網來獲取數據了。我們前面說到的局域網，也被稱為內網，在路由器上用LAN(Local Area Network)來表示，因此Wi-Fi信號也被稱作WLAN(Wireless LAN，無線局域網)；而我們要訪問的互聯網，也被稱作外網，在路由器上用WAN(Wide Area Network)來表示。無線路由器接口示意在內網中，每個設備的IP地址是不同的，這被稱作私有地址；而所有設備上外網則共用同一個公有地址，由電信聯通這樣的寬帶運營商分配。路由器，正是連接內網和外網的橋梁。上面說到的IP地址轉換，數據包轉發，就是路由器的路由功能。也就是說，路由器是家庭網絡的樞紐，所有的設備的數據都必須經過它的轉發才能彼此訪問或者到達外部網絡，頗有一夫當關，萬夫莫開的意思，因此功能全面的路由器又被稱作“家庭網關”。無線路由器組網示意
2.? Wi-Fi的關鍵技術
無線路由器的無線接入功能，就是之前說過的無線局域網（WLAN）。目前WLAN只有Wi-Fi這一種主流技術，因此可以認為兩者是等同的。Wi-Fi由Wi-Fi聯盟進行技術認證和商標授權。實際應用中Wi-Fi經常被寫作WiFi或者Wifi，但這兩種寫法并沒有被聯盟認可。?Wi-Fi聯盟（全稱：國際Wi-Fi聯盟組織，英語：Wi-Fi Alliance，簡稱WFA），是一個 商業聯盟 ，擁有 Wi-Fi的商標。. 它負責Wi-Fi 認證與商標授權的工作，總部位于美國德克薩斯州 奧斯汀 （Austin）。
Wi-Fi這個朗朗上口的名字被廣泛認為是對無線高保真（Wireless Fidelity）的縮寫，實際上是誤讀。它只是個單純的名稱，并沒有實際含義，當然也沒有全稱。?Wi-Fi背后的技術標準，則是由美國的電氣電子工程師協會（IEEE）制定的802.11系列協議。
IEEE全稱：Institute of Electrical and Electronics Enginees

2.1? Wi-Fi協議的發展
從1997年的第一個版本開始，802.11系列協議不斷向前演進，經歷了802.11a/b/g/n/ac等多個版本，支持的上網速率也不斷提升。目前最新的協議版本是802.11ax，也就是近年來迅速發展的Wi-Fi 6。

IEEE 802.11系列標準的發展歷程，從第一代到第六代?在最初的很多年里，Wi-Fi雖然一代代向前發展，但世界上并沒有Wi-Fi幾代這樣的說法，直接就用802.11后面加幾個字母這樣的協議編號，對普通用戶非常不友好。?直到2018年，Wi-Fi聯盟才決定把下一代技術標準802.11ax用更為簡單易懂的Wi-Fi 6來宣傳，上一代的802.11ac和802.11n就順理成章地成了Wi-Fi5和Wi-Fi4。至于更早的技術，反正也沒人關注了，也就不用再起馬甲了。
Wi-Fi?6 誕生之后，才有了Wi-Fi 5的叫法

2019年9月16日，Wi-Fi聯盟宣布啟動Wi-Fi 6認證計劃。此后，Wi-Fi 6的大名響徹了全世界，目前新發布的設備基本都已經支持Wi-Fi 6了。
Wi-Fi?6?認證標志

2.2.? Wi-Fi信道及使用的頻段
Wi-Fi主要工作在2.4GHz和5GHz這兩個頻段上。這兩個頻段被稱作ISM（Industrial Scientific Medical 工業，科學，醫學）頻段，只要發射功率滿足國家標準要求，就可以不用授權直接使用。
不同國家的ISM頻段有所不同
2.4GHz作為全球最早啟用的ISM頻段，頻譜范圍是2.40GHz～2.4835GHz，共83.5M帶寬。
我們常用的藍牙，ZigBee，無線USB也工作在2.4GHz頻段。此外，微波爐和無繩電話使用的頻段也是2.4GHz。甚至，有線USB接口的內部芯片在工作時，也會發射2.4GHz的無用信號，造成干擾。?由此可見，2.4GHz上同時工作的設備眾多，頻段擁擠不堪，干擾嚴重。當萬家燈火，你和樓上樓下的鄰居在用Wi-Fi愉快上網的時候，路由器卻在背后默默地挑選信道，協調干擾。?Wi-Fi把2.4Ｇ頻段上的83.5M帶寬劃分為13個信道，每20M一個。注意這些信道是交疊的，本來只能放下3個，現在卻硬生生地擠進去了13個，相互之間的干擾難以避免，只能盡量減輕，大不了大家速度慢一些，排隊輪著用。
2.4G頻譜及信道（第14信道在國內是不允許使用的）
信道交疊到什么程度呢？由下圖可以比較直觀地看出，在這些信道里面，只有1，6，11或者2，7，12，或者3，8，13這三組是完全沒有交疊的，可見2.4GHz頻段的擁堵程度。就好比一條很窄的路，上面通行的車卻很多，堵車頻頻，勢必造成通行速度的下降。
2.4G不交疊的信道分布
到了802.11n，用戶可以使用40M的信道，但2.4GHz頻段依然只有83.5M的總帶寬，就只能容納兩個信道了。因此只有在夜深人靜網絡空閑的時候，單個用戶才有可能使用40M信道，加之來自隔壁老王家的干擾，802.11n的高速率很大程度上難以達到。
2.4G 40M帶寬信道
如果說2.4GHz頻段是羊腸小道的話，5GHz頻段無疑就是康莊大道了。?5GHz頻段的可用范圍是4.910GHz～5.875GHz，有900多M的帶寬，是2.4G的10倍還多！這段頻譜過于寬了，不同國家根據自身情況，定義了Wi-Fi可以使用的范圍。?比如，在中國5GHz頻譜共有13個20M信道可用作Wi-Fi，連續的20M信道還可以組成40M，80M，甚至160M信道。
中國5G信道分布圖
5GHz的帶寬大，上面跑的的設備少，用起來自然速度快，干擾小。因此，如果想要家庭網絡達到良好的速率體驗，可用考慮用5GHz來進行全屋覆蓋。?然而尺有所短，寸有所長，5GHz雖然帶寬大干擾小，但是信號傳播衰減快，還很容易被阻擋，穿墻能力很弱。
2.4G和5G Wi-Fi信號的穿透損耗
因此，跟2.4GHz相比，5GHz信號通常要弱得多。至于它們到底各能覆蓋多少米，這個由于路由器的天線增益，接收靈敏度，家里墻體和障礙物的分布，以及個人期望達到的上網速率都有關聯，很難具體給出。
如果僅考慮到家里的各種智能家居的聯網，2.4GHz的覆蓋和容量通常就夠用了。但如果需要高速上網，最大化發揮家庭寬帶的價值，就必須依靠5GHz才能實現。?因此，Wi-Fi的覆蓋建議不用考慮2.4GHz，直接以5GHz全屋覆蓋作為設計目標。一般情況下單個路由器在家庭的復雜環境下難以實現無死角覆蓋，需要考慮多臺路由器之間的組網以及漫游問題，這點后面再講。

2.3.? Wi-Fi關鍵技術
為什么Wi-Fi的速度越來越快？其實在IEEE的802.11系列協議一直在跟3GPP的4Ｇ和5Ｇ相互借鑒，使用的底層技術都是通用的。
OFDM/OFDMA
OFDM的全稱是正交頻分復用。系統會在頻域上把載波帶寬分割為多個相互正交的子載波，相當于把一條大路劃分成了并行多個車道，通行效率自然就大幅提升了。
在Wi-Fi 5及以前（802.11a/b/g/n/ac），子載波寬度是312.5KHz，到了Wi-Fi 6（802.11ax），子載波寬度縮小為78.125KHz，相當于將同樣寬度的路劃分成了更多的車道。
Wi-Fi 6的擁有更多的子載波
在OFDM下，每個用戶必須同時占用全帶寬下的所有子載波。如果某個需要發送的數據沒那么多，把頻率資源用不滿的話，其他用戶也沒法靈活使用，只能干巴巴地排隊等著，頻譜資源的使用效率不高。

為了解決這個問題，Wi-Fi 6引入了OFDMA技術，后面多了個字母A，其全稱也就變成了正交頻分復用多址。多址就是多用戶復用的意思。
OFDM?vs.?OFDMA
OFDMA可以支持多個用戶在同一時刻共享所有子載波。相當于運輸公司把多個用戶的數據統一打包，共同裝車，充分利用車廂容量，大家的發貨速度就都加快了，頻譜效率得以提升。?? ?? MIMO/波束賦形
路由器上面的天線數量是越來越多，從看不到天線，到一根，兩根，三根，四根，六根，八根…現在不管啥價錢的路由器，都長得跟螃蟹似的，張牙舞爪好不唬人。
為啥要用這么多天線？就是為了更好地實現MIMO（多輸入多輸出）技術。簡單來說，就是在信號發射時，用多根天線來同時發送多路不同的數據，速度自然成倍提升；在接收時，多個天線同時接收手機發來的信號，跟戴了助聽器一樣，接收靈敏度也得到了增強。
單用戶MIMO（SU-MIMO）
如果所有天線同時只為一個用戶服務，就叫做單用戶MIMO（SU-MIMO）。更進一步，路由器四路發射，手機四路接收，也可以更精細地叫做4×4 MIMO。
有時候，路由器的天線眾多能力強悍，但四顧茫然，發現手機個個都是弱雞。路由器能發4路信號，但手機最多只能收兩路，最終下來路由器也就不得不配合著只發兩路。這不是浪費么？
多用戶MIMO（MU-MIMO）
解決辦法也是有的，一個手機的接收天線少，多個手機加起來不就多了？于是，路由器便將多個手機一起考慮，視作一個功能強大的虛擬手機，這樣就又能實現高階MIMO了。這種多手機共同參與的MIMO就叫做多用戶MIMO（MU- MIMO），又叫虛擬MIMO。
除此之外，多個天線還可以通過波束賦形技術，形成指向性的窄波束，對準用戶精準覆蓋。由于窄波束的能量集中，因此可以覆蓋得更遠，穿墻效果也能得以提升。
波束賦形
這樣看來，路由器的天線個數是多多益善呀，買路由器就一定要挑天線多的嗎？這可能是一個陷阱。天線再多，只是在堆一些外部看得見的硬件而已，看起來牛逼閃閃，但內部的設計到底能否支撐這么多天線還是未知數。
更重要的是，不論是MIMO，還是波束賦形，都是需要軟件算法支撐的，這里面的復雜度遠高于硬件，不同廠家算法優化能力不同，可能導致很大的性能差異。?因此，建議在購買路由器時，不用太關注外部到底能看到多少根天線，而要看他們的產品宣傳，是否支持波束賦形，4x4MIMO，或者MU-MIMO？如果廠家在這方面的宣傳聲勢很大，那至少說明他們對這些功能比較自信并將其作為賣點。
調制編碼策略（MCS）
調制編碼，分為調制和編碼兩部分，它們共同決定了單位時間可以同時發送的比特數。調制編碼策略一般將調制和編碼兩部分綜合起來分為多個等級，級別越高，數據發送的速率也就越快。
調制的作用就是把經過編碼的數據（一串0和1的隨機組合）映射到前面所說幀結構的最小單元：OFDM符號上。經過調制的信號才能最終發射出去。BPSK，QPSK，16QAM，64QAM及256QAM星座圖
常用的調制方式包括BPSK、QPSK、16QAM，64QAM和256QAM，能同時發送的比特數為1個，2個，4個，6個和8個。Wi-Fi 6可以支持1024QAM，可同時發送10個比特的數據，速率自然大為提升。

256QAM和1024QAM對比圖
可是，原始數據在編碼時，為了糾錯而加入了很多的冗余比特，真正的有用數據其實只占一部分。我們考慮上網速率時，說的僅僅是有用數據的收發速率，冗余比特都在解碼的時候丟棄掉了。

這就要引入碼率的概念，也即是有用的數據在編碼后總數據量中的占比。如果碼率是3/4，就是指編碼后的數據中，3/4是有用數據，1/4是后來添加的冗余比特。
不同的調制方式，加上不同的碼率，就組成了調制編碼策略（MCS）。下表是Wi-Fi 6中的MCS表，可以看出最高階MCS為11，對應于1024QAM加5/6的碼率。
Wi-Fi 6 的MCS表
正是通過這些技術的不斷演進，Wi-Fi標準一代代向前，速率越來越高，讓我們更為暢快地上網。

3. Wi-Fi的上網速率估算

Wi-Fi到底能達到多大速率呢？路由器廠家宣傳的Wi-Fi 6可以達到1800Mbps，3000Mbps，甚至5400Mbps速率，到底是怎么算出來的呢？要計算Wi-Fi可以達到的峰值速率，必須用到前文講到的幾點技術：OFDM，MCS，以及MIMO。OFDM：正交頻分多址，把整個系統帶寬劃分為多個正交的子載波，劃分的粒度越細，子載波越多，可同時發送的數據就越多，速率自然也就越高。此外，OFDM技術最終要把數據打包在一個一個的符號（Symbol）中發送，每個符號花的時間越短，兩個符號之間的間隔（Guard Interval，GI）越小，速率也就越高。MCS：調制編碼策略，對速率的影響主要是調制方式和碼率這兩方面。無線環境越好，可以使用的調制階數越高，單位時間攜帶的比特數也就越多，用于檢錯糾錯的冗余比特也就可以少加一些，碼率提升，有用數據的發送速率自然也就加快了。MIMO：也就是通過多根天線，在空間中能同時發送的數據流數?？臻g流數越多，速率越高。比如，4x4MIMO的理論速率是2×2 MIMO兩倍，效果立竿見影。綜上，單個頻段Wi-Fi的峰值速率可以用下面的公式來計算。跟5G峰值速率的計算類似，上述公式也可以用公路系統來類比。Wi-Fi 峰值速率計算公式空間流數相當于多層交通，子載波數量相當于每層公路上的多條車道，調制階數相當于路上貨車的車廂容積，碼率相當于給貨物增加了包裝箱，OFDM符號時長和符號間隔相當于貨車在公路的通行時長再加上發車間隔。Wi-Fi速率和公路運力的類比空間流數：隨著協議的演進，Wi-Fi能支持的空間流數越來越多，推動峰值速率不斷提升。
如下表所示，IEEE制定的802.11ac最多能支持8流，但是Wi-Fi聯盟（WFA）在認證的時候，覺得這個能力過于強了，實現起來成本太高，因此就分成了兩個階段：wave 1和wave 2。各Wi-Fi協議版本支持的空間流數這兩個階段的能力也比較保守，并未最終實現IEEE的設計能力。Wave 1可支持3流，Wave 2可支持4流。到了802.11ax，最多可以支持到8流。Wi-Fi聯盟將其包裝為Wi-Fi 6，也不再搞過渡版本了。但你的路由器到底能支持到幾流，還要看廠家具體的實現。有效子載波數量：802.11系列協議對子載波的劃分越來越細，可支持的信道帶寬越來越大，這兩點促使有效子載波數量不斷增加。如下表所示，802.11n可支持最大40M信道帶寬，802.11ac則能支持160M帶寬，因此有效子載波數量翻了4倍有余。各Wi-Fi協議版本支持的載波帶寬和有效子載波數量到了802.11ax，同樣最大支持160M信道寬度，但子載波間隔卻僅為之前協議的1/4，從而最大支持的子載波數量相比802.11ac又翻了4倍。調制階數：802.11ac最大支持256QAM，調制階數為8，也就是每個符號可同時攜帶8個比特的數據。各Wi-Fi協議版本支持的調制階數802.11ax則最大支持到1024QAM，每個符號可同時攜帶10個比特的數據，比前一代提升了25%。MCS和碼率：協議定義了多種調制方式和碼率的組合，就是調制編碼策略（Modulation Coding Scheme, MCS）。各Wi-Fi協議版本支持的MCS調制階數越高，碼率越高，抗干擾能力也就越差。因此在無線信號強度足夠，且干擾很小的時候，高階MCS才能發揮作用。符號長度 + 符號間隔：在802.11ac及以前，單個符號長度3.2微秒，符號間隔是0.8微秒，但也支持0.4微秒。我們計算峰值速率當然用短的間隔，因此802.11ac的符號長度+符號間隔為3.6微秒。各Wi-Fi協議版本支持的符號長度和符號間隔到了802.11ax，符號長度成了12.8微秒，間隔長度為至少0.8微秒，兩者加起來就是13.6微秒。這個值雖遠高于之前的協議，看似吃了虧，但802.11ax在其他方面非常優秀，速率還是對前輩形成了碾壓之勢。把上述多個表格中的數據帶入公式計算，采用該協議可支持的最高階調試方式及碼率，符號間隔使用最小值，先不考慮空間流數，單流的計算結果見下表。各Wi-Fi協議版本支持的單流速率不同無線路由器Wi-Fi峰值速率的支持能力不同，主要體現在2.4G和5G這兩個頻段可支持的帶寬，以及空間流數。2.4GHz通常最大支持到40M帶寬，5GHz頻段可最大支持160M帶寬，再根據協議版本的不同，以及空間流數的不同，把兩個頻段能支持的峰值速率加起來，就是路由器官方宣傳的峰值速率了。各型號路由器支持的峰值速率上圖是蜉蝣君根據路由器的標稱速率，來估計2.4GHz和5GHz這兩個頻段可支持的信道帶寬以及流數，并對速率計算進行了驗證。舉例來說，對于AC1200，其中的AC是指它最高可以支持到802.11ac協議（Wi-Fi 5），2.4GHz頻段只能使用802.11n ，支持2×2 MIMO，速率可達300Mbps，5GHz頻段也是2×2 MIMO，速率為867Mbps，總和為1167Mbps，就按照1200M來宣傳了。對于AX5400，其中的AX是指它最高可以支持到802.11ax協議（Wi-Fi 6），2.4GHz頻段支持2×2 MIMO，速率可達573.6Mbps，5GHz頻段可支持160M信道帶寬及4×4 MIMO，速率為4804Mbps，總和為5377.6Mbps，就按照5400M來宣傳了。

4. 家用Wi-Fi組網指南話說在遠古時代，我出差亞非拉時總是有一種焦慮感，唯恐入住的酒店或者宿舍沒有網絡或者沒有Wi-Fi，因此必隨身攜帶插線板，網線和一個便攜式路由器。近幾年發現Wi-Fi幾乎已經無處不在了，這套裝備也逐漸蒙上了厚厚的塵土。這個便攜路由器，直接插上網線啥都不用管就能用了，家里也曾使用過的多款路由器，大部分也都是直接插上電源，用手機簡單配置下就成。至于用的是啥工作模式和組網方案，并沒有特殊關注。近期，我拿出了塵封已久的便攜路由器研究了下，發現事情并沒有那么簡單。為了達到更好的覆蓋效果，路由器之間可以靈活組網，有多種工作模式。了解了這些原理之后，在家庭網絡覆蓋規劃時，就能做到成竹在胸。4.1.?? 兩個基本概念 ???SSIDSSID的全稱是Service Set Identifier，翻譯成中文就是服務集標識。這個概念看似高大上，其實就是Wi-Fi信號的名稱。無論在哪里，只要用電腦或者手機一搜，必然能看到一連串的Wi-Fi SSID以及它們的信號強度。這些Wi-Fi信號可以是加密的，也可以是不加密的。電腦搜到的SSID列表這就是SSID的核心功能：將一個無線局域網（WLAN）分為幾個需要不同身份驗證的子網絡，每一個子網絡都需要獨立的身份驗證，防止未被授權的用戶進入本網絡，一般的家庭組網都會設置密碼。SSID名稱示意一般的雙頻路由器都可以把2.4GHz和5Hz這兩個頻段分為兩個SSID，但這可能會造成困惑，經常出現連接2.4GHz頻段的SSID，難以切換到5GHz的情況。因此很多路由器也支持雙頻合一，系統自動設置信號切換門限，用戶無感知。? ???網段局域網內的每個手機或者電腦都有一個IP（Internet Protocol，網絡層協議）地址用于相互通信，我們常見的格式（IPv4）由32位0或者1組成。32位二進制IP地址的格式大體如下：11000000101010000000000000000001，可是這看起來一點都不直觀。于是我們把它分為四段：11000000.10101000.00000000.00000001，這還是不夠直觀。于是我們把它轉換為十進制：192.168.0.1，這下終于看著順眼多了。為了方便管理，我們把IP地址分為兩部分，網絡前綴和主機地址。網絡前綴標識了一個網絡，也稱為網段，主機地址用來標識該網絡內部的每一臺設備。IP地址示意如上圖所示，該地址前三段的“192.168.0”為網絡前綴，最后一段的“123”為主機地址。最后的主機地址中8位二進制數字的范圍是0~255，0和255作為特殊用途，實際可用的范圍是1~254。子網掩碼用一連串的1來表示IP地址中哪些位是網絡前綴。在上圖的例子中，IP地址的前三段24位都是網絡前綴，掩碼標記為11111111111111111111111100000000（不用數，24個1），同樣分為4段再轉換為10進制，就是255.255.255.0，也可以附在IP地址的后面，寫作192.168.0.123/24。IP地址和子網掩碼設置示意同一網段內部的設備可以相互通信，不同處于網段的設備，需要通過路由器的路由功能進行轉發才能互通。家庭網絡中的設備不多，在組網時建議盡量讓所有設備處于同一網段下，方便相互訪問。’ alt=圖片 class=”rich_pages wxw-img” data-ratio=0.4578111946532999 data-s=”300,640″ data-type=png data-w=1197 data-src=”https://mmbiz.qpic.cn/mmbiz_png/hiblEpPKcbfMKibEqX2hVTo6YaCJ9ibrBwWdoIygZFefhg0cWAg1XdkXTyiaXBic0ZqORucqcAtZlaw53qrfpxiaoSVg/640?wx_fmt=png” data-fileid=502462531 _width=390px wah-hotarea=click crossorigin=anonymous data-fail=0 v:shapes=”_x0000_i1062″> 網段間通信示意上圖僅用網線連接的PC電腦來作為示例，實際上每個網段都可以通過有線或者無線方式來接入，設備也不限于電腦，手機，音箱，攝像頭，門鈴等可以聯網的設備都是可以的。4.2.?? 路由器的工作模式和組網無線路由器的工作模式眾多，大體可分為路由模式和AP模式。AP模式又可以細分為AP模式（套娃），中繼模式，橋接模式及客戶端模式。基于這些基本的工作模式，多個路由器之間可以形成AP+AC，以及Mesh這兩種組網方式，達到無縫覆蓋，自動漫游的效果。
   路由器的工作模式和組網示意
   4.2.1? 路由模式絕大多數無線路由器都工作在這種模式之下，同時使用了路由器的無線接入功能和路由功能。最常見的用法是，路由器WAN口連接入戶光貓，并設置PPPoE撥號上網并提供各種路由及安全防護功能。為了熊孩子的未來，上面還可以配置多種上網管控策略，如IP地址，網址，應用訪問的限制等。對應地，路由器的無線接入功能則負責發射Wi-Fi信號組成無線局域網WLAN，進行全屋無線信號覆蓋。接入WLAN和連接有線LAN口的多個設備位于同一個局域網內，擁有相同的網段，可以直接進行內網通信。路由模式示意此外，還可以把路由器用WAN口和上級路由器的LAN口連接起來，形成二級路由，就可以配置兩個網段的內網，以及兩個不同的Wi-Fi名稱（配成一樣的也行）。這種組網無法實現兩個路由器之間的無縫漫游，一個Wi-Fi信號減弱并切換到另一個過程伴隨IP地址的變化，網絡中斷感覺明顯。4.2.2? AP模式AP就是指接入點（Access Point）。顧名思義，工作在這種模式下的路由器只有接入功能，并沒有用到路由功能，因此就不提路由二字了，直接叫做接入點。接入點沒有路由功能，并不代表路由功能就不存在，只是由另一臺路由器來承擔了而已。也就是說，AP模式下的路由器無法獨立完成上網重任，需要跟另外一臺路由器協作，多用于覆蓋的擴展。AP模式有3個子模式：AP模式（套娃），中繼模式，橋接模式。? ??AP模式啟用AP模式的路由器通過網線和上級路由器連接，僅有接入功能作為無線覆蓋擴展（用作主力覆蓋也可以），路由和DHCP等功能由上級路由器完成。因此接入AP的手機或者電腦和上級路由器處于同一網段，可直接互通。AP的無線網絡名稱（SSID）和密碼可以獨立設置，跟上級路由器的相同或者不同都行。如果Wi-Fi名稱的設置不同，兩個設備之間肯定是沒法無縫漫游的，只能是一個信號太弱斷開之后再連另一個，或者手動連接。就算把這些AP設置為相同的SSID，看似家里只有一個Wi-Fi信號，但實際上AP和主路由的無線信號缺乏交互，配置和管理比較麻煩，也是無法實現無縫漫游的。AP模式示意這種組網下的AP功能完善，每個節點都要分別配置，相互獨立工作，因此叫做“胖AP（Fat AP）”。胖AP們虎踞龍盤，沒有統一的管理，各自的覆蓋之間也無法漫游，在家里數量少了還能湊合用，在商場，機場這些超大空間，需要的AP數量極其龐大，就只能另請高明了。? ??AP+AC組網既然胖AP不好管理，我們可以把它再進行拆分，只保留最基本的接入功能，將配置管理功能獨立出來，組建為一個全新的設備：接入控制器（Access Controller，AC），普遍簡稱作AC。AP+AC組網示意AC負責管理所有的AP，只要在AC上進行統一配置，就可以自動同步到所有的AP節點，并且所有AP的工作狀態都可以在AC上進行實時監控，維護起來也非常方便。這種狀態的AP只需要好好干活就行，其他啥都不用管，當然也就沒啥花花腸子了，因此叫做“瘦AP（Fit AP）”。更重要的是，通過讓AP們支持802.11k/v/r協議，就可以實現AP間的無縫漫游了。802.11k：無線資源測量協議，可幫助終端快速搜索附近可作為漫游目標的AP。802.11v：無線網絡管理協議，用來解決AP之間的負荷均衡，以及終端節電等功能。802.11r：快速漫游協議，用于加速手機或者電腦在漫游時的認證流程。上述漫游協議需要路由器和手機同時支持才能正常工作。在各廠家的實際AP產品中，大多支持802.11k/v協議，對于家庭網絡已經足夠用了。這個方案簡直完美啊，還有沒有改進空間呢？我們考慮下，大量的AP要跟AC連接，除了要提前鋪設大量的網線之外，還要準備對應的電源給AP供電，這工作量就大了去了。網線本身也是電線么，AP的功耗一般也不高，網線能不能在傳數據的同時也把供電的活給干了呢？還真可以。這種供電方式有專門的協議，叫做PoE（Power over Ethernet，以太網供電），需要交換機等連接設備和AP雙方都支持才能正常供電。AP+AC+PoE供電組網示意這樣一來，我們在AC的后面再接上一個PoE交換機，再把所有等AP換成可以支持PoE的型號，就可以實現PoE供電了，省去了多處拉電源線的煩惱，頓時感覺網絡清爽了許多。然而有人可能要說了，我家就2個房間再加1個客廳，一共3個AP就夠了，結果不但要搭上接入主路由器，AC，再來個PoE交換機，不但成本高，連弱電箱都沒空間放了！確實如此，AC+AP方案主要用于大面積的商業場所，再不濟也是別墅這種多層樓且房間多的情況，對于普通住宅有些殺雞焉用宰牛刀的意思，確實不大合適。路由/AC/PoE一體機+AP組網示意不過商家也針對性地開發了精簡的方案，把路由器，AC和PoE交換機合而為一，稱之為“路由/AC/PoE一體機”，跟普通的家用交換機大小仿佛，成本也大幅降低。與此同時，上述方案也將AP也集成在傳統的86型網線插座面板內，完全隱藏于無形，卻達成了Wi-Fi無縫覆蓋，信號強勁的最佳狀態。面板式AP組網示意圖AC+AP的優點顯著，但也有缺點。那就是所有的AP都需要使用網線和AC連接，這就要求在裝修時就考慮好Wi-Fi組網，并布好網線。如果沒有網線可達，就必須考慮其他方案了。4.2.3? 中繼模式
   跟AP模式不同，在中繼模式下的路由器和上級路由器之間并沒有網線連接，只是單純地接收上級路由器的無線信號，進行放大后再發出去，不做任何處理。中繼模式組網示意因此中繼模式下AP信號的Wi-Fi名稱和密碼都跟上級路由是一樣的，所有的設備也都位于同一網段。對于用戶來說，接入中繼AP和主路由的效果是完全一樣的，中繼AP僅相當于一個擴展覆蓋的管道，一切的處理都由主路由進行。4.2.4? 橋接模式橋接模式和中繼模式比較類似，也是在沒有網線的情況下，通過無線來連接兩個路由器。兩者的差異在于：中繼模式工作于物理層，不能做任何設置，而橋接模式則工作于數據鏈路層，可以配置獨立的SSID。橋接模式組網示意雖說SSID可以不同（也可以配成相同的），但處于橋接模式下的路由器和主路由器的網段是相同的，設備連接之后可以互相訪問。工作中繼或者橋接模式的路由器，必須在主路由的覆蓋范圍內才能放大信號來進行上網。如果在主路由的信號很差的位置，放大之后雖然手機看到的Wi-Fi信號是滿格的，但是網速依然很慢甚至可能很不穩定。并且，主路由是不知道下級中繼或者橋接節點的存在的，它們之間也不存在管理和交互的關系，沒法進行漫游，只能等待信號過差斷開之后手機再重新連接另一個節點。有沒有方法能綜合AC+AP這樣的有線組網，以及中繼或者橋接這樣的無線組網，并能智能管理這個網絡，實現簡化配置，無縫漫游的效果呢？這就要用到Mesh組網技術了。4.3? Mesh組網Mesh又叫多跳網絡，由多個地位相同的節點通過有線或者無線的方式相互連接，組成多條路徑，最終連接到跟互聯網相連網關。這樣的網絡存在一個控制節點來對所有節點進行管理和配置數據下發。
   下圖是一個實際組網的案例，由主路由作為網關和控制節點，其余節點通過有線或者無線連到主路由，或者通過無線來相互連接。這樣一來，弱覆蓋的區域不論有沒有網線，網絡都可以靈活地按需擴展。Mesh組網示意路由器之間的有線連接叫做“有線回程”，對應地，無線連接就叫做“無線回程”。Mesh組網非常適合于家庭Wi-Fi覆蓋使用。想象一下這樣的場景：第一步：小明買了套房子，起初只有小兩口住，于是就先買了個路由器放在客廳，離得近的主臥也覆蓋良好，夫妻倆覺得這就夠用了。第二步：小孩出生后，老媽和丈母娘也來幫忙照顧，但其他房間的Wi-Fi信號不佳，直接再買個路由器，通過有線的方式Mesh組網，無縫漫游效果好。第三步：大家一致反映衛生間上網困難，那就再買個路由器掛墻上，通過無線的方式和前兩個Mesh組網，這下大家都很滿意，就是如廁的時間變長了。雖說這些路由器的型號不同，但只要都支持Mesh組網就可以配合使用，不像AC+AP那樣還要搭上個AC和PoE交換機，還有網線的限制。最主要的是，普通的家用路由器已經普遍支持了最新的Wi-Fi協議，價格還低。目前各個廠家對于Mesh組網的實現各不相同，起的名字自然也不同。一般情況下，不同廠家的路由器之間是不能組Mesh的，這可能會限制路由器的購買選擇。為了解決不同廠家的路由器的互聯互通問題，Wi-Fi聯盟推出了EasyMesh技術，可以讓不同廠家的路由器之間也支持Mesh組網。Wi-Fi聯盟的EasyMesh組網但是廠家都各有自己的算盤，本來用互不兼容的Mesh技術就可以圈住用戶了，支持了這EasyMesh讓用戶選別家的產品，這明顯對自己不利啊。因此EasyMesh目前的支持率并不高。為了更好地支持Mesh組網，讓用戶獲得更高的網速，廠家就專門拿出一個5GHz頻段來做路由器之間的無線回程，這樣路由器就需要同時支持一個2.4GHz和兩個5GHz頻段，因此叫做“三頻路由器”。三頻Mesh路由器示意
   網上經常有家用組網到底Mesh和AC+AP哪個方案好的疑問，在此給出蜉蝣君的一些看法。首先，無論是Mesh組網還是AC+AP，都可以達到全屋覆蓋和無線漫游的效果。Mesh組網在全部使用有線回程的情況下，基本上等同于AC+AP。Mesh組網更為靈活，可用無線回程，也可用有線回程，還可以混合使用，而AC+AP則只能使用有線連接，需要提前規劃布線。另外，AC+AP方案中的AC可以置于弱電箱，AP使用面板式也不占空間，所有設備沒有任何的網線和電源線外露，非常清爽美觀。而Mesh方案則需拖著拉網線和電源線，美觀性上要差得多。最后，AC+AP需要購置至少一臺路由/AC/PoE一體機和兩臺AP才有意義，如果要支持千兆網口和Wi-Fi6，這些設備都不便宜；而Mesh組網則親民多了，兩臺路由的價格遠低于AC+AP。在選擇組網方案時，可以根據上述兩方案的特點綜合考慮。

5. 無線路由器的其他功能簡介

對于無線路由器而言，除了前面幾期說到的無線接入功能之外，路由功能也非常關鍵，它解決的是你怎么上網的問題。? ???上網撥號?一般情況下，你在辦理家庭寬帶時，運營商會為你分配一個賬戶，具體表現就是一個用戶名和密碼，這就是你接入互聯網的通行證。路由器上的WAN口用于連接光貓，之后就可以在WAN口配置里，選擇上網接入方式。絕大多數情況下，需要選擇PPPoE撥號，再輸入用戶名和密碼之后，運營商會給你分配一個IP地址，路由器就成功聯網了。Wi-Fi撥號上網示意圖
WAN口的聯網方式還有動態IP和靜態IP這兩種方式，不過國內的運營商基本上是不用的。如果家里有兩個以上的路由器組成多級路由的話，就需要設置上述兩種方式。?????NAT（網絡地址轉換）運營商分配只會給你分配一個公網IP地址，理論上只允許一個設備上網。但現在家家都有多部手機，多臺電腦，以及各種物聯網設備需要聯網，這可怎么辦？我們知道，路由器的LAN口及WLAN（Wi-Fi）組成了一個局域網，路由器同樣會給接入的每一個設備分配一個不同的IP地址。這些IP地址一般以192.168.x.x開頭，他們屬于私有地址，只能在局域網內部使用。網絡地址轉換示意圖?這些設備要上網，就必須把私有IP轉換成對外的公有IP才行，這就要用到NAT協議。NAT可以把多個私有地址轉換為公有地址，這樣一來多個設備就可以共享同一個公有IP來上網了。? ???安全管理路由器作為家庭網關，防火墻的功能一般都是必備的，可抵抗網絡攻擊。防火墻最常見的功能是DoS（Denial of Service）攻擊保護。DoS攻擊，俗稱拒絕服務攻擊，通過發送大量的無用請求數據包，從而耗盡路由器的CPU和內存等資源，導致無法進行正常的服務。網絡攻擊除了防火墻之外，安全管理還有很多實用的功能。很多人想限制孩子上某些網站，限制使用某些APP，或者限制上網時間段，都可以通過防火墻功能來實現。IP地址過濾：限制接入路由器的用戶訪問某些IP地址，或者限制局域網內的某個IP地址訪問外網。MAC地址過濾：根據MAC地址來限制局域網內的某個設備聯網。MAC地址一般是固定不變的，結合時間段的配置，該功能可以實現精細的設備管理。網址/域名過濾：限制聯網設備對某些網址，或者域名的訪問。如果家里有小孩，可有效管理小孩對某些網站的瀏覽。應用程序過濾：限制某些應用程序的聯網，可以精細設置使能時間段。比如，可以根據需要設置周內禁止玩游戲，周末可限時玩等規則。? ???其他功能QoS(Quality of Service，服務質量)：對某設備進行限速控制，也可以針對數據包進行優先級控制，比如：游戲優先，網頁優先，視頻優先等智能控制。DDNS（Dynamic DNS，動態域名服務）：可以用來在自己的或家里架設WEB\MAIL\FTP等服務器，借助路由器DDNS綁定域名，可以將我們電腦作為服務器功能來使用，供外部用戶訪問。遠程下載：可以設置下載地址，并自動從指定的服務器地址下載文件到路由器的存儲空間（通過USB接口外接移動硬盤）內，并實現資源共享。路由器除了撥號上網和NAT之外的其他功能，雖然我們一般情況下用得不多，但對此有個大概了解，說不定哪天就用到了。你說呢？

6. 無線路由器的硬件簡介

到路由器的硬件，很多人可能會說，我就是要買個路由器而已，又不是造個路由器，知道這么多細節又能做啥？
這種想法，其實……也對。路由器其實跟我們常用的電腦或者手機類似，內部也包含了CPU、內存、硬盤等等對應的配置，這些硬件能力越強，想必路由器的性能也就越強悍。但當你在購物網站打開某款路由器的介紹時，會發現大多數廠家的各種牛逼閃閃的亮點宣傳，其實都是顧左右而言它，就是不想告訴你這玩意兒內部到底配了啥。反正絕大多數人對此也沒有太多要求。如果優秀的你想要詳細了解一款路由器的肚子里到底有多少貨，做工到底扎不扎實，就只能去看拆機視頻了。到了這一步，事先了解下路由器的硬件組成和作用就是有必要的了。好，那我們這就開始。? ???CPU說是CPU，其實叫做SoC（System On Chip，片上系統）更為精確，因為一般的處理芯片都集成了CPU和很多其他的重要功能，形成了一個片上系統。無論是中端還是高端路由器，CPU都是當仁不讓的計算核心，所有的數據轉發都會經過CPU。因此CPU決定了路由器的負載能力，能夠承受多少的數據吞吐量，其性能、功耗、散熱措施等都是非常重要的。在低端家用路由器中，CPU負責路由表查詢和數據包轉發。在中高端家用路由器中，CPU主要負責操作系統和其他附加功能的運行，包轉發和路由表查詢則主要由ASIC芯片完成。目前常見的家用無線路由器CPU廠商主要是這么幾個：博通（Broadcom），高通（Qualcomm），MTK（聯發科），瑞昱（Realtek）。對于動手能力強，想要刷新第三方固件的用戶來說，就需要考慮CPU的品牌和型號了，我們通常認為博通>高通>其它。此外集成了CPU的SoC芯片還決定了對外網口接口的數量，USB接口類型等等。當然，有些路由器使用外置接口的擴展，而不使用SoC集成的配置。? ???內存（RAM）這里的內存（RAM）和我們通常所說的電腦內存的含義相同，在手機上也叫做運存。無線路由器中的內存主要用來儲存操作系統指令，動態數據、緩沖報文等數據。通常來說，路由器內存越大越好。路由器廠家的軟件算法優化地好的話，可以節省大量內存，硬件使用效率更優。相對智能手機動輒6G到8G的內存來說，路由器的功能比較少，對內存的需求沒有那么大。一般來說，千兆路由器使用128M內存就夠用了，256M已經屬于高配大內存了。? ???閃存（Flash）閃存相當于路由器的硬盤，用來存儲路由器的固件，也就是操作系統。一般來說，容量16M或者32M就夠用了，附加功能或者魔改較多的路由器可能要128M乃至256M，如果不太想刷固件折騰的話不用特別關注。?????無線管理芯片顧名思義，無線管理芯片是用來支撐路由器的無線功能的。也就是說，路由器支持Wi-Fi 5還是Wi-Fi 6，幾個發射天線，MIMO功能到底如何，都是由無線管理芯片決定。該芯片可以獨立部署，也可以集成在SoC芯片中。? ???功放芯片功放芯片也就是射頻前端模塊（FEM），由功率放大器（PA）、濾波器、雙工器、射頻開關、低噪聲放大器（LNA）、接收機和發射機等子模塊組成，也都封裝在射頻芯片中。射頻前端是無線信號處理距離天線最近的一步，其性能直接和Wi-Fi信號的質量和穩定性相關。無線管理芯片一般都集成了內置的射頻前端，但廠家也可以棄之不用，而使用性能更強的外置獨立射頻前端。一般認為，每根天線都擁有獨立的射頻前端時路由器才能達到最佳的無線性能，因此有很多路由器以此作為賣點宣傳。? ???網絡端口網口是路由器上所必備的，分為連接光貓或者上級路由器的WAN口和具有內部交換功能的LAN口。絕大多數的家用無線路由器都具備一個WAN口和四個LAN口，組網一般都是夠用的。考慮到目前無線組網已成為絕對的主流，很多路由器已經把LAN口減配為一個或者兩個，甚至不再從硬件上區分WAN口和LAN口，而靠軟件去自適應識別。在Wi-Fi6和超過100M以上的寬帶已普及的時代，網口速率至少需要選擇千兆的。當心不要被配備百兆網口的千兆路由器欺騙，這類路由器的價格一般非常低，購買的時候需要注意。隨著光纖入室（FTTR）技術的發展，家庭全光組網方案也已上市。光纖這種介質能提供幾乎不受限的傳輸容量，有超高帶寬需求或者考慮未來帶寬升級的同學可以考慮。? ???路由器架構及實物拆解蜉蝣君找到了一張TP-Link某款路由器的架構圖，我們可以一起來簡單看看這款產品（非廣告，這玩意普聯也不在國內賣）的里面到底配了些啥。TP-Link路由器首先，最中間的是高通的SoC芯片，內部集成了主頻為700MHz的CPU，以及2.4GHz頻段的無線管理模塊，可支持802.11g（Wi-Fi 3），并連接到了3路外置的射頻前端模塊，也就是說2.4GHz支持3根天線。
路由器設計架構圖從SoC的PCIe總線延伸出去，可以看到另一塊支持5GHz頻段的無線管理芯片，可支持802.11ac（Wi-Fi 5），也連接到了3路外置的射頻前端模塊，也就是說5GHz也支持3根天線。
由此可以得出，這是一款支持Wi-Fi 5的雙頻路由器，兩個頻段共配置有6根天線，分別都可以支持3x3MIMO，用料還是不錯的?？墒牵酚善鞯耐獠績H僅赫然挺立著3根天線，剩余的3根去了哪里？其實是集成在路由器內部的，人家就是這么低調。路由器實物拆解由此可見，靠外置天線數量來推測路由器的能力是很不靠譜的，不迷信八爪魚看似牛逼的外表，具體性能如何還是要看參數，拆硬件。
好了，關于無線路由器及Wi-Fi的介紹就到這里，希望對大家有所幫助。歡迎點贊，收藏，轉發。

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云腦智庫?2021-11-26 00:00

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來源：內容由半導體行業觀察（ID：icbank）編譯自semiwiki

1912 年 4 月 14 日深夜，RMS 泰坦尼克號發送了一條求救信息：它剛剛撞上冰山，正在下沉。盡管廣播緊急無線信號今天是常見的，但在20世紀初，這是最尖端的技術。這得益于過去 20 年開發的寬帶無線電的發明：火花隙發射器（ spark-gap transmitter）。

火花隙無線電由 Heinrich Hertz 在 1880 年代開發，由 Guglielmo Marconi 改進，他于 1901 年成功地跨大西洋發送了第一個無線電傳輸。泰坦尼克號災難之后，使用火花隙發射機的無線電報迅速在大型輪船普及，1912 年的《無線電法》更是要求所有航海船只保持 24 小時的無線電值班。火花隙無線電是當時最先進的技術，可實現船舶之間的無線通信，并在第一次世界大戰期間使用。
火花隙無線電的架構與我們目前用在手機、WiFi 網絡和藍牙設備的無線收發器架構有很大不同。現代窄帶通信系統調制連續波形射頻 (RF) 信號以傳輸和接收信息。但在當時，火花隙發射器通過電火花產生電磁波，并且沒有調制窄帶射頻信號?；鸹ㄊ鞘褂猛ㄟ^跨兩個導體之間的間隙的電弧放電的電容產生的。這些非常短的時間放電會在電線中產生振蕩電流，然后激發出一種電磁波，該電磁波輻射出去并且可以在很遠的距離內被電磁波拾取。根據眾所周知的時頻二元性原理，類似于電火花的時間上的短脈沖會產生頻率上的寬帶信號，這是二十多年來通信的基礎。
需要注意的有趣一點是火花隙收音機無法支持連續傳輸，例如聲音信號。一條消息必須由一系列火花組成，傳輸離散的信息片段，使其成為第一個數字收音機。這種特性非常適合傳輸摩爾斯電碼。然而，當時人們認為火花隙收音機不可能在不丟失信息的情況下傳輸連續的信號，如語音或音樂。香農和奈奎斯特早在幾十年前就展示了如何使用數字調制技術來做到這一點。
數字調制知識的這種差距，加上難以產生高功率火花隙傳輸是火花隙無線電的致命缺點。第一次世界大戰后，使用真空管開發了基于載波的發射器，產生可以攜帶音頻的連續波。如今，幾乎所有無線收發器都使用相同的架構，這一切都基于美國工程師 Edwin Armstrong 在 1918 年的工作。稱為超外差無線電，這種架構使用混頻將接收到的窄帶信號轉換為相對較低的中頻 (IF)，即然后在基帶電路中處理。從 1920 年左右開始，這項創新催生了 AM 收音機，十年后又出現了 FM 收音機。到 1920 年代后期，唯一仍在使用的火花發射器是海軍艦艇上的傳統裝置。寬帶無線電實際上已經死了。
100 年后寬帶的重生

為什么 Apple 會在 2019 年發布帶有超寬帶 (UWB) 收發器的 iPhone 11，該收發器是在其新的 U1 無線處理器芯片上實現的。答案需要一些偵探工作來尋找可以追溯到上世紀中葉的線索。
第一條線索是 1930 年代和第二次世界大戰期間在世界各地的絕密實驗室開發的另一種基于脈沖的寬帶無線電技術：雷達。RADAR 的故事已經講過很多次了；它在不列顛海戰和太平洋海戰中都提供了關鍵優勢。
為了更好地簡述本次的技術，我們來重溫一下雷達的原理。RADAR 能夠確定物體的范圍、角度和速度。戰后，基于脈沖的收發器再次開始獲得發展動力。從 1960 年代到 1990 年代，這項技術被限制在機密程序下的軍事應用，既是定位又是通信技術。到 1980 年代中期，美國天主教大學的 Harmuth 和 Sperry Rand Corp 的 Ross 和 Robbins 等 UWB 先驅的大量研究論文、書籍和專利變得可用。由于寬帶提供位置數據的獨特能力，這一重要的信息來源重新引起了人們對 UWB 系統的興趣。
蘋果對 UWB 的第一個用途是提供定位數據。定位支持增強現實 (AR)、虛擬現實 (VR)、游戲、設備恢復、文件共享和廣告信標等領域的許多應用。
被Wi-Fi擊敗

在上文中，我們講述了寬帶無線電的誕生。事實上，寬帶無線電的故事還沒有結束……

隨著 1990 年代無線通信需求的增長，超寬帶 (UWB) 的優勢變得更加明顯。但是 UWB 系統的商業部署需要在頻率分配、諧波和功率限制等方面達成全球協議。隨著對 UWB 商業化興趣的增加，UWB 系統的開發商開始向 FCC 施壓，要求批準其用于商業用途。2002 年，聯邦通信委員會 (FCC) 終于允許未經許可使用的 UWB 系統。幾年后，歐洲電信標準協會 (ETSI) 制定了自己的法規，遺憾的是與 FCC 法規略有不同。其他地區緊隨其后，通常與 FCC 或 ETSI 保持一致。
UWB 系統使用短時（即皮秒到納秒）電磁脈沖來傳輸和接收信息。它們還具有非常低的占空比，其定義為脈沖出現的時間與總傳輸時間的比率。根據 2000 年代制定的發射法規，UWB 信號被定義為頻譜大于 500 MHz 的信號。大多數國家現在都同意 UWB 的最大輸出功率，定義為 -41.3 dBm/MHz。
隨著法規的到位，公司聯盟開始形成，以標準化物理層和媒體訪問控制 (MAC) 層。2002 年，WiMedia 聯盟成立，這是一個非營利性行業貿易組織，旨在促進 UWB 技術的采用、監管、標準化和多供應商互操作性。2004 年，無線 USB 推廣組和 UWB 論壇緊隨其后。
為了理解這些聯盟所做的選擇，我們應該將它們置于語境中。
在2002 年，WiFi 還是一項相對較新的技術。802.11b 路由器于 1999 年推出，使用 2.4 GHz 頻段時的理論最大速度為 11 Mbit/s。802.11a 標準也是在 1999 年定義的，并承諾在 5 GHz 頻帶中的理論最大速度為 54 Mbit/s，但由于其較高的芯片組成本，在消費領域沒有受到關注。2003 年，802.11g 標準推出，在 2.4 GHz 頻段提供了 54 Mbit/s 的理論最大速度。盡管事實證明 802.11g 標準取得了巨大的成功，但數據速率仍然受到擁擠的 2.4 GHz 頻段的限制，該頻段是當時無線 LAN 的骨干，運行在這個頻段的還有微波爐和無繩電話！
正是考慮到這些限制，市場提出了新一代 UWB 無線電。隨著法規的出臺，人們很難抗拒支持 UWB 的高數據速率的承諾。事實上，FCC 在 3.1 和 10.6 GHz 之間分配的 7.5 GHz 帶寬對于無線通信工程師來說是極其寶貴的資源。這就是基于 UWB 多頻帶正交頻分復用 (OFDM) 以 480 Mbit/s 的數據速率提出短距離（即幾米）文件傳輸規范的方式。經過幾年的發展，第一個零售產品于 2007 年年中開始出貨。這在很大程度上是一種過度設計的無線電，以相對經典的方式多路復用多個寬帶寬載波，本身并不是類似于火花隙無線電的基于脈沖的無線電。
盡管當時 OFDM UWB 制造了很多噪音并且產品很有前途，但它在 2000 年代后期推向市場卻遭遇了一場挑戰——2008 年的大衰退，這導致消費電子產品的零售額大幅下降。此外，雖然不同的 UWB 聯盟都在開發新產品，但 WiFi 聯盟并沒有停滯不前。2006年，經過多年的發展和談判，他們發布了802.11n標準的初稿。它支持多路輸入和多路輸出 (MIMO) 概念以復用信道，其開發目的是提供高達 600 Mb/s 的數據速率。盡管該標準的最終版本在 2009 年 10 月之前并未發布，但支持該標準草案的路由器于 2007 年開始搶先發貨。
給OFDM UWB 棺材打上的最后一顆釘子來自技術本身。當時提出的OFDM UWB收發器RF架構的復雜性和嚴格的時序要求，導致產品成本相對較高，功耗低。
上述事件和技術過度設計的芯片組的結合標志著高速 UWB 無線電的消亡。當時 UWB 芯片組的領導者 WiQuest 在 2008 年初擁有 85% 的市場份額，于 2008 年 10 月 31 日停止運營。UWB 論壇因與 WiMedia 聯盟的方法不一致而未能就標準達成一致后解散。WiMedia 聯盟在將其所有規范和技術轉讓給無線 USB 推廣組和藍牙特別興趣組后于 2009 年停止運營。然而，藍牙特別興趣小組在同年放棄了作為藍牙 3.0 一部分的 UWB 的開發。
不幸的是，在第一個基于火花隙無線電的 UWB 系統退役幾乎整整一個世紀之后，這種基于 OFDM 無線電架構的 UWB 無線電的新迭代正在失寵。
然而，盡管困難重重，世界將不必再等一個世紀，就能看到新的和改進的 UWB 無線電實現。事實上，火花隙無線電將成為這次 UWB 復興帶來更多的靈感。
UWB的復興

在上文中，我們討論了過度設計的正交頻分復用 (OFDM) 收發器的超寬帶 (UWB) 的失敗。這標志著所提議的應用——短距離非常高的數據速率（即幾百 Mbps）無線鏈路的終結——而不是技術。事實上，UWB 的歷史有點復雜：當高速無線 UWB 提案開始衰落時，其他 UWB 應用正在蓬勃發展。
從二戰開始，微波系統的快速發展為UWB系統的發展鋪平了道路。在 1960 年代，勞倫斯利弗莫爾國家實驗室 (LLNL) 和洛斯阿拉莫斯國家實驗室 (LANL) 正在研究脈沖發射器、接收器和天線。這些研究項目并非純粹的學術研究；開發脈沖系統確實有很大的動力：UWB 可以提供超高分辨率，然后可以用于對象定位、表征和識別。到 1970 年代，UWB 雷達主要用于軍事應用。隨著研究的不斷進展，發現了其他應用，并且在 1990 年代末，多個 UWB 雷達被用于廣泛的應用：林業應用、城市地區的穿墻檢測、
為了真正理解超寬帶的吸引力，我們首先要掌握時頻二元性和傅立葉變換。簡單來說，這種對偶性表明，如果您有一個無限長的周期時間信號，它將具有無限小的帶寬。另一方面，如果您有一個無限短的脈沖信號，它將具有無限大的帶寬。換句話說，這意味著您可以用時間換取帶寬。你為什么要那樣做？這有多種原因，但一個非常重要的原因是實現超高分辨率定位。
確定射頻設備之間的距離有兩種基本方法：您可以使用接收信號強度 (RSS) 或信號的飛行時間 (ToF)。RSS 是一種實現起來非常簡單的技術，可以被任何無線收發器使用，這也解釋了為什么它被如此廣泛地使用。然而，它的準確性受到嚴重限制：兩個靜止物體之間的感知距離將根據其直接路徑上的障礙物而變化。例如，如果您有兩個設備相距 10 米，但被磚墻隔開，提供 12 dB 的衰減，您會認為這兩個設備相距 40 米。ToF 解決了這個問題。通過測量從一個設備到另一個設備所需的時間，您可以精確地提取兩個對象之間的距離。在
ToF 顯然是在空間中準確定位物體的方法。然而，一個缺點是你需要處理光速，這是相當快的。事實上，光傳播 10 厘米只需要 333 皮秒。如果要以厘米精度測量物體之間的距離，則系統需要亞納秒精度。實現這種精度的最簡單方法是發送時間非常短的信號，由于時頻二元性，這需要 UWB 信號。
使用 ToF 精確測量距離的可能性在很大程度上解釋了 UWB 在最近幾年的復興。準確定位市場在多個領域都在快速增長，未來幾年應該會繼續保持兩位數的增長。多家公司現在都加入了 UWB 的行列，最新的是 Apple，它為 iPhone 11 配備了 UWB 芯片 U1，這似乎是它自己的設計。憑借實施實時定位系統 (RTLS) 的能力，UWB 能夠在包括工業 4.0、物聯網和車輛在內各種市場中實現大量新應用。
正如我們在本文中看到的，時間可以換取帶寬，這可以有利地用于定位。但它也可以提供其他優勢。接下來，我們將探討 UWB 在許多無線應用中的另一個關鍵優勢：極低的延遲。
低延遲為王

作為工程師，我們將延遲理解為觸發操作與其響應之間的時間間隔。從無線鏈路的角度來看，這是發送數據幀和接收數據之間的時間延遲。但是消費者對延遲有一種本能的反應。玩格斗和體育游戲的游戲玩家會體驗到延遲，因為在按下按鈕和在屏幕上看到預期動作之間存在延遲。這種延遲可能是游戲中生死攸關的問題！顯示器和外圍設備正在以減少的延遲（例如，240 Hz 刷新率游戲監視器）進行積極營銷，因此，令人驚訝的是，有線外圍設備在游戲圈中仍然無處不在。
電線，就像人們記憶中那樣古老的裝置，在延遲方面的優勢仍然無可爭議。
隨著對延遲更敏感的應用程序成為主流，如今對延遲的追求越來越強烈。例如，佩戴增強現實 (AR) 或虛擬現實 (VR) 耳機的設計師和游戲玩家會體驗到延遲，因為他們的動作和視覺反應之間存在令人不安的滯后。AR 和 VR 使用戶在最輕微的延遲開始時就容易暈車。此外，當角色在屏幕上的嘴唇與他們的聲音不同步時，家庭影院所有者就會詛咒這些延遲，雖然可以小心地延遲錄制的視頻以校準延遲，但需要現場干預的饋送無法從這種策略中受益。這種涉及實時交互的無線延遲問題很容易表現出來，就像在智能手機上打字并看到按鍵與通過無線耳機傳來的按鍵音頻反饋不同步一樣。一些手機制造商會通過讓鍵盤音頻反饋不通過無線耳機來隱藏這一限制。然而具有諷刺意味的是，在帶有準系統有線耳機的過時電話上使用現已失效的音頻插孔不會造成延遲問題！這個問題更深入，工業工程師將延遲視為關鍵傳感器和控制系統中不可接受的延遲。
總而言之，當前的無線技術無法提供可接受的游戲、AR/VR、實時視頻或工業物聯網體驗，因此這些應用在 2020 年仍然是有線應用的市場。
大腦通?？梢员鎰e出幾十毫秒或更長時間的延遲，一些樂器演奏者能夠“感覺到”3 毫秒的延遲。無線延遲有多種原因。它首先是光速的結果，與電線類似。然而，在人類尺度上，光速并不是限制因素，因為 100 米的無線通信只會產生 333 ns 的延遲。第二個原因是收發器中的處理時間。但這通常不是限制因素，因為處理器通?？梢栽趲孜⒚雰韧瓿蓪牟僮?。第三個原因也是最重要的一個原因是收發器可以傳輸其數據的速度。在無線收發器中，每個數據幀都必須完全接收后才能進行處理。這意味著傳輸和接收數據的速度是導致延遲的重要因素。例如，以 1 Mbps 的數據速率傳輸 1000 位幀將導致 1 ms 的延遲。這被稱為通話時間。除了通話時間外，還有媒體訪問控制層所需的時間，即MAC-Time，它與協議使用的通信棧有關，可能包括載波偵聽、幀確認、幀重傳、流控制等。MAC 時間因應用而異，與通話時間相比，MAC 時間可以從可以忽略不計變成主導因素。最終，MAC 時間通常與通話時間相關，因此可以壓縮通話時間的無線電能夠提供更短的延遲。
結合所有這些因素，很難公平地比較不同無線電的延遲。每種技術都有其目標應用，這意味著 MAC 層已相應開發。需要 99.999% 可靠性的無線鏈路不會有與盡力而為廣播系統相同的延遲。然而，延遲總是有限的，并且源自無線電的通話時間，這是一個很好的比較點。ZigBee 規范背后的 IEEE 802.15.4 標準提供 250 kbps 的數據傳輸速率，而 BLE 4.2 支持 1 Mbps 和 BLE 5 2 Mbps。這些數據速率為 BLE 提供了幾毫秒的通話時間，為 IEEE 802.15.4 提供了數十毫秒的通話時間。這些通話時間被 MAC 層進一步“放大”，并導致更長的整體延遲，可能超過 100 毫秒，
減少延遲的一個好方法是提高數據速率，Wi-Fi 很好地應用了這種方法。隨著 802.11 標準現在支持在單個鏈路上傳輸數百 Mbps 的數據，我們現在可以看到單個幀的亞毫秒級延遲。然而，這種延遲是以功耗為代價的。Wi-Fi 標準支持超過 2000 字節的大數據包，并使用需要耗電電路的復雜調制。
延遲實際上是 5G 網絡發展背后的主要驅動因素之一。承諾幾毫秒的延遲，5G 將提供比 LTE 快10 倍的 改進。然而，5G 無線電具有與 Wi-Fi 類似的缺點，即功耗非常高，阻礙了它們在大多數物聯網設備中的使用。因此，我們可以在幾毫秒內將數據路由數百公里，但使用較低功率的無線電完成最后一百米需要更多時間。
UWB 彌合了長距離、高數據速率收發器（Wi-Fi 和 5G）與短距離低數據速率解決方案（如 BLE 和 Zigbee）之間的差距。UWB 使用快速的 2 ns 脈沖來達到數十 Mbps 的數據速率。這提供了比 BLE 短一個數量級的通話時間，達到亞毫秒級延遲。當與 5G 結合時，UWB 是提供最后 100 米低延遲連接的有力候選者。
UWB 的亞毫秒延遲和相對較大的數據速率可以實現多種新的交互體驗和應用，而這些體驗和應用以前是其他短距離無線電無法實現的。然而，UWB 的一個非常重要的方面，即物聯網革命所需的一個方面，尚未討論：低功耗操作。
低功耗是黃金

在一個一切都無線化并且所有設備都需要遠程控制的世界中，功耗的重要性正在顯著增加。
在由四部分（傳感器、微控制器、PMU 和收發器）組成的簡單傳感器節點中，無線收發器在很大程度上是總功耗的主要貢獻者。事實上，用于無線功能的功率百分比可以超過總功耗的 90%。無線耳機、游戲控制器和電腦鍵盤和鼠標的功耗由無線收發器帶來的。
在過去的 15 年中，降低功耗一直在推動無線芯片的發展。經過多年的發展，BLE于2006年被批準用于解決藍牙的功耗問題。最近，藍牙 5.2 增加了一些功能，以減少不同應用程序的消耗，包括音頻。然而，這些修改大多是漸進的。從根本上說，功耗的降低受到架構的物理限制；基于載波的收發器總是需要大量功率來啟動、穩定和維持其 RF 振蕩器。經過二十年的優化，藍牙已經到了收益遞減的地步。所有窄帶技術都是如此：獲得一個數量級需要無線傳輸的新范式。原因如下：

在上圖中，您可以看到所有窄帶無線電架構（如藍牙）中固有的兩個顯著功率損失：
晶體振蕩器開銷（左下）削弱了低數據速率性能：藍牙使用 ~20 MHz 晶體振蕩器，需要幾毫瓦來啟動和穩定。UWB 無線電可以使用不需要高頻晶體振蕩器的脈沖運行，并且可以設計為以低定時功耗開銷運行。
載波開銷（中上）會影響高數據速率性能：如第 4 部分所述，在窄帶寬信道（例如藍牙無線電中使用的信道）上傳輸大量數據需要大量時間和功率。可以傳輸大量數據當分布在寬帶寬上時速度要快得多，使發射器保持開啟的持續時間要短得多，并顯著降低功耗。這意味著對于相同的消耗功率，UWB 可以傳輸更多的數據。（最右上角）
如果你從頭開始設計一個短距離 (50-100m) 無線協議，以最大限度地減少功耗和延遲并最大限度地提高數據速率，您可能會經歷以下思考過程：
首先，盡量減少發射器和接收器的開機時間。為此，每個信號都應盡可能短。從時頻二元性我們知道，時間短的信號帶寬很寬，因此該解決方案將使用寬帶通信，因此選擇了免授權UWB頻譜。
其次，確保發射器和接收器能夠盡快啟動和關閉。這使得難以使用使用傳統高精度 RF 振蕩器的收發器。最小化功耗的最佳架構是使用 UWB 脈沖無線電，而無需 RF 載波本身。從上圖中的數據可以看出，該方法為短距離通信提供了盡可能低的功率分布。
由于 UWB 不使用高頻載波振蕩器，因此 UWB 收發器可以非?？焖俚亻_啟，并且在給定功率水平下傳輸的數據速率遠高于窄帶無線電。
秘密終于揭曉

在文章的開頭我們提了一個問題，那就是為什么蘋果 2019 年在 iPhone 11 中植入了 UWB 收發器？在 2020 年初， UWB 芯片供應商 Decawave 被Qorvo以大約5億美元的價格被收購？為什么通用汽車、福特汽車、豐田汽車、尼桑汽車、本田汽車、現代汽車、大眾汽車、寶馬汽車和梅賽德斯汽車等汽車制造商都在投資 UWB？
答案現在很清楚：UWB 提供了準確定位、超低功耗、超低延遲和高帶寬的獨特組合，這是任何其他短距離無線技術無法比擬的。2021 年的超寬帶部署側重于精確定位和基于位置的服務：安全無鑰匙進入、免提支付和室內導航。即將推出具有高達藍牙 10 倍帶寬的低功耗和無電池數據物聯網網絡。
正如大家所熟知，藍牙在低帶寬、低保真通信（例如無線耳機和耳塞）方面取得了巨大成功。那么，為什么蘋果要在 iPhone 11 中設計另一個收發器呢？那就是為超出藍牙設計限制的新興應用提供服務，尤其是準確定位。
在前文中，我們探討了像藍牙這樣的窄帶協議如何具有基本限制，這使其不如 UWB 那樣適合極低功耗、低延遲和無電池應用：
數據速率限制：藍牙規范將空中帶寬限制為僅 3 Mbps，并且在大多數系統中限制為小于 1 Mbps。UWB 可以以數十 Mbps 的速度運行。
低數據速率功率：即使在最低數據速率下，振蕩器開銷和長數據包持續時間也可將藍牙的最小功率保持在幾毫瓦。為低功耗操作和數據流量身定制的 UWB可以以低于 10 μW 的速度傳輸 1 kbps，從而使由能量收集供電的無電池傳感器成為可能。
延遲：藍牙延遲通常超過 100 毫秒，耳機用戶將其視為回聲、長時間的音頻延遲和通話時互相交談。這種延遲使得藍牙對于游戲控制器和 AR/VR 等交互式應用沒有吸引力，對于工業傳感器和控制系統來說也是不可接受的。UWB 為近實時機器控制和交互式娛樂系統提供亞毫秒級延遲。
定位：定位服務和精準定位是UWB眾所周知的強項，可以在10厘米精度內測量相對位置。這是藍牙無法實現的，它很難獲得幾米以下的精度。
抗干擾性：3-10 GHz 頻段變得擁擠。除了LTE、5G和WiFi，包括最近發布的WiFi 6E，都占據了這個頻譜的不同部分。實現穩健的 UWB 通信是可能的，但必須謹慎完成，以便在不妨礙所有其他基于載波的信號并有效拒絕它們的情況下運行。
事實上，對于短距離、低功耗的應用，UWB 優于 WLAN 和 Zigbee 以及經典的藍牙和 BLE：

此圖表比較了 Zigbee、BLE 和 UWB 的 200kbps 完整鏈路的能效：

當您將激勵和穩定載波頻率以及傳輸窄帶數據所需的所有功耗加起來時，總和比 UWB 高 1-2 個數量級（專為低功率運行而設計）。
今天的 UWB 與 100 年前的火花隙前輩不同。盡管自近一個世紀前火花隙消失以來窄帶無線電一直主導著通信，但超寬帶正處于大規模復興的開始。畢竟，它是大約 20 年來第一個包含在智能手機中的新的未經許可的頻譜無線技術，其他手機制造商也紛紛效仿蘋果公司的做法。UWB 的“超能力”直接解決了窄帶無法提供的新應用的功率、帶寬和延遲需求。UWB 非常適合主導許多新興的低功耗、低延遲、更高數據速率的應用，并為無電池應用鋪平道路。

－?The?End?－

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任何一項新生的通信技術，從誕生到成熟，都要經歷制定標準、研制試用、商用推廣幾個階段。從5G問世以來，伴隨著5G的另一個熱詞——5G超級上行也成了大家的關注焦點。經歷了三年多時間，5G超級上行的規模商用終于來了。

據華為消息，業界首次5G超級上行“跨站”靈活配對技術，在近日終于實現了全網商用。廣州聯通聯合華為一起，累積將近3000個站點開通了5G超級上行，這樣一來，5G超級上行的生效用戶比起傳統方式又增加了一倍。

那么，什么是5G上行呢？

想理解這個問題，必須先明白什么是上行。大家都知道，從2G到4G，我們對于網絡的需求，更多的是從網站下載內容，這就是對網絡下行的需求。但是從2019年末，受一些原因影響，大家長時間居家，網絡成了聯絡人際關系的主要途徑，在線網課、線上會議、高清直播都成了人們的迫切需求，而這些都需要能夠實時上傳高清視頻。有數據顯示，在那段時間里，全球移動網絡增長了40%的上行流量。

如果說，這是上行流量需求剛剛嶄露頭角，那接下來的一段時間里，沉浸式視頻、交互式視頻的流行，把人們對上行流量的需求推到了一個新的高峰。這也是上行流量第一次在移動網絡中占據核心位置。

然而，5G比2G、3G、4G的頻段更高，小區覆蓋范圍更小。不過，網絡下行可以通過增加基站的發射功率，或者采用波束賦形的技術來彌補；但是網絡上行就沒那么簡單了，手機發射的功率和天線的數量都成了制約上行的絆腳石。舉個例子，基站就好比是個大喇叭在廣播，而手機好比我們人發聲，一旦手機和基站離得太遠，就算人喊破喉嚨，基站也很難聽見。

所以，5G超級上行順勢而生。回到剛開始的問題，什么是5G超級上行？

簡單來說，5G的雙工模式有兩種：一種是上行和下行綁定在同一個頻段上，我們把這種模式稱作是FDD，也叫雙頻分工，這種模式下，上行下行分別在獨立的信道上傳輸，就像我們的雙向車道，兩個方向來車各跑各的，互不干擾。還有一種是上行和下行在同一個頻率信道上傳輸信號，只不過兩者傳送信號的時間不同，這種模式我們稱作是TDD模式。這種模式下，上行和下行就像潮汐車道，大家分時間跑。

而5G超級上行，就是TDD和PDD協同的情況下，低頻高頻互補，充分發揮3.5G大帶寬能力，不僅能夠提高上行的帶寬，還能提升上行的覆蓋范圍。5G超級上行“跨站”靈活配對技術，能夠讓TDD小區和FDD小區的超級上行配對最優化，簡單來說，就是提高了5G網絡覆蓋和用戶體驗感，讓上行用戶的視頻體驗達到1080p和4K水平。

以上就是關于華為5G在業內首次實現“跨站”規模商用的相關內容。對于華為5G超級上行，大家有什么想說的？歡迎在評論區留言交流。我是柏柏說科技，資深半導體科技愛好者。關注我，帶你了解更多最新的半導體資訊，學習更多有用的半導體知識。

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元電子戰?2022-02-08 00:00

以下文章來源于云腦智庫?，作者相控陣老劉

云腦智庫.

努力是一種生活態度，與年齡無關！專注搬運、分享、發表雷達、衛通、通信、化合物半導體、電子戰、數據鏈、量子技術等技術應用、行業調研、前沿技術探索！專注相控陣、太赫茲、微波光子、光學、芯片、人工智能等前沿技術學習、分享

來源：云腦智庫

編者注：這是07年參加工作時學習的一本書，當時做了筆記，今天整理出來分享給大家，時間久遠，不正之處，敬請指正！本學習筆記僅對前三章基本知識做了整理，后續應用部分，請參考該書籍閱讀！

第一章.緒論1.1微帶天線的歷史和優缺點

微帶天線最初作為火箭和導彈上的共形全向天線獲得了應用，現在微帶天線廣泛應用于大約100MHz～100GHz的寬廣頻域上的大量無線電設備中，特別是飛行器上和地面便攜設備中。微帶天線的特征是比通常的微波天線有更多的物理參數，具有任意的幾何形狀和尺寸，有三種基本類型：微帶貼片天線、微帶行波天線和微帶縫隙天線。

和常用的微波天線相比，具有以下優點：1）體積小、重量輕、低剖面、能與載體共形，并且除了在饋電點處要開出引線外，不破壞載體的機械結構。2）性能多樣化。設計的微帶元最大輻射方向可以在邊射到端射范圍內調整，實現多種幾何方式，還可以實現在雙頻或多頻方式下工作3）能夠與有源器件、電路集成為統一的組件，適合大規模生產，簡化整機的制作和調試，大大降低成本

和其它天線相比，其缺點如下：

1）相對帶寬較窄，特別是諧振式微帶天線（目前已經有了一些改進方法）2）損耗較大，因此效率較低，特別是行波型微帶天線，在匹配負載上有較大損耗3）單個微帶天線的功率容量較小4）介質基片對性能影響較大。由于工藝條件的限制，批量生產的介質基片的均勻性和一致性還有欠缺，影響了微帶天線的批產和大型天線陣的構建

相對帶寬較窄一般認為是微帶天線的主要缺點，單現在采用孔徑耦合的層疊式結構的微帶天線，其阻抗帶寬已經達到69％左右，具有廣闊的應用前景，一般而言，它在飛行器上的應用處于優越地位，如衛星通信、導引頭、共形相控陣等，在較低功率的各種軍用民用設備如醫用探頭等，由于它可以集成化，使其在毫米波段的優勢更為明顯。

1.2微帶天線的分析設計方法

天線分析的基本問題就是求解天線在周圍空間建立的電磁場，求得電磁場之后，進而得到其方向圖、增益和輸入阻抗等特性指標。分析微帶天線的基本理論大致可分為三類。最早出現的也是最簡單的是傳輸線模型（TLM，Transmission Line Model）理論，主要用于矩形貼片，更嚴格更有用的是空腔模型理論（CM，Cavity Model），可用于各種規則貼片（基本限于天線厚度遠小于波長的情況）最嚴格而計算最復雜的是積分方程法（IEM，Integral Equation Method），即全波理論（FW，Full Wave），理論上講，積分方程法可用于各種結構、任意厚度的微帶天線，但要受計算模型的精度和機時的限制。從數學處理上看，第一種理論將分析簡化為一維的傳輸線問題；第二種理論則發展到基于邊值問題的求解；第三種理論進一步可以計入第三維的變化，不過計算費時。基于積分方程的簡化產生了格林函數法（GFA，Green’s Function Approach）；由空腔模型擴展到多端口網絡法（MNA，Multiport network Approach）.

微帶線的傳輸模式是將微帶線看成一種開放線路，因此其電磁場可無限延伸。這樣微帶線的場空間由兩個不同介電常數的區域（空氣和介質）構成，只有填充均勻媒質的傳輸線才能傳輸單一的純橫向場－TEM模。由于空氣－介質分界面的存在，使得微帶中的傳輸模是具有電場、磁場所有三個分量（包括縱向分量）的混合模，但在頻率不太高如12GHz以下，基片厚度遠小于工作波長，能量大部分都集中在導體帶下面的介質基片內，且此區域的縱向場分量很弱，因此微帶傳輸的主模和TEM模很相似，稱為準TEM模。傳輸線法最簡單，也最為直觀，利用端縫輻射的概念說明輻射的機理，由于傳輸線模式的限制，其難于應用在矩形片以外的情況，對于矩形片，傳輸線模式相當于腔模理論中的基膜。在諧振頻率上，計算的場分布與實際很接近，參量計算合乎工程精度，但失諧大時，相差很大，計算不再可靠，基本的傳輸線法對諧振頻率的預測是不夠準確的，利用一些修正方法（如等效伸長）可將誤差減小到1％以內，如果通過樣品實測諧振頻率，然后在調整，效果更好。

空腔模型理論基于薄微帶天線的假設，將微帶貼片與接地板之間的空間看成是四周為磁臂，上下為電壁的諧振腔（確切的說是漏波空腔）。天線輻射場由空腔四周的等效磁流來得出，天線的輸入阻抗可根據空腔內場和饋源邊界條件來求得。腔模理論特別是多模理論是對傳輸線法的發展，能應用于范圍更廣的微帶天線，并且由于計及了高次模，因此算得的阻抗曲線較準，且計算量不算大，比較適合工程設計的需要。但基本的腔模理論同樣要經過修正，才能得到較為準確的結果。特別是邊界導納的引入，把腔內外的電磁問題分成為獨立的問題，這在理論上是嚴格的，只是邊界導納的確定很困難，計算只能是近似的。在腔模理論中，認為腔內場是二維函數，這在薄基片時是合理的，而對于厚基片則將引入誤差。由于微帶天線的目的就是降低拋面高度，因此在大多數情況下是不成問題的，但在毫米波段就需要另行考慮了。

積分方程法和腔模理論的基本立足點不同，它討論的是開放的空間，是以開放空間的格林函數為基礎，基本方程是嚴格的，除了少數例外，通常用矩量法求解。

要得到高增益、掃描波束或波束控制等特性，只有將離散的輻射元組成陣列才有可能，同一陣列中輻射元可以相同也可以不同，在空間可以排成線陣、面陣或立體陣。

1.3?微帶天線的應用微帶天線優勢有低剖面、價格偏移并可制成多功能、可共形的天線；可集成到無線電設備內部，可用于室內外，尺寸可大可小，大的微帶天線其長度可達十幾米。微帶天線在空間技術中如X－SAR（X波段合成孔徑雷達）、SIR（航天飛船成像雷達）、海洋衛星等以不同的微帶形式完成特定的功能。在可移動衛星通信中以及內部集成的微帶天線在PCS（個人通信業務）/蜂窩電話和其它手持便攜式通信設備中都有廣泛的應用。注：便攜式無限通信設備一般要求天線要小、輕、對兩個正交極化靈敏。輻射方向圖在所有主平面上必須是準各向同性的，并且，在許多應用中，需要寬頻帶。人體對天線的影響以及人體對天線輻射的吸收都要盡可能的小，此外，總是希望天線集成在印制電路板上或塑料盒里。由此需要使用內部集成的天線，例如微帶天線。內置天線機械強度大，不易折斷；不增加設備的尺寸；使用不需要拉伸，人為影響??；并且使用高水平的防護技術，可以使天線與人體的作用減到最小。微帶天線能提供50Ω輸入阻抗，因此不需要匹配電路或變換器；比較容易精確制造，可重復性較好；可通過耦合饋電，天線和RF電路不需要物理連接；較易將發射和接收信號頻段分開，因此可以省掉收發轉換開關或至少使設計簡化；容易制成雙頻段雙極化模式。因此微帶天線是最好的選擇之一。第二章.微帶陣列天線的基本理論

天線是各種無線電設備必不可少的組成部分，它能有效的、定向的輻射或接收無線電波并通過饋線與收發系統聯系起來，起著能量轉換作用。

從本質上講，微波傳輸線（傳輸微波信息和能量的各種形式的傳輸系統的總稱）是一個封閉系統，基本功能就是傳輸電磁能量，其電磁場被束縛在傳輸線附近而不會輻射到遙遠的空間，自身的不連續性可以用來構成各種形式的微波元件。天線是由傳輸線演變而來，但其基本功能是向空間輻射或接收電磁能量，是一個開放的系統。

不管是線天線還是面天線，其輻射源都是高頻電流元，這是共性。因此討論電流元的輻射場是討論天線問題的出發點。

要解決天線的兩個最主要的問題是阻抗特性和方向特性。前者要解決特性和饋線的匹配問題；后者要解決輻射和定向接收問題，亦即解決提高發射功率或接收機靈敏度問題。但這一切都要先求出天線在遠區的電磁場分布。為此需要求解滿足天線邊界條件的麥克斯韋方程組。嚴格數學求解是很困難的，經常采用工程近似的方法進行研究，即用某種初始場的近似分布代替真實的準確分布來計算輻射場。這樣可以避免嚴格的理論求解又可以獲取一定的精確度。

2.1?微帶天線單元結構最簡單的微帶天線是由貼在帶有金屬底板的介質基片上的輻射貼片構成。貼片導體通常是銅或金，可采取任意形狀。但通常采用常規的形狀以簡化分析和預期其性能?；慕殡姵祽^低，這樣可以增強產生輻射的邊緣場。微帶天線單元/陣列其結構通常都比較簡單，但電磁場的分析卻很復雜。一方面，微帶天線的品質因數很高，較難得到精確的阻抗特性；介質的各向異性、加載、損耗、表面波效應等影響也較嚴重。另一方面，微帶特性幾何結構多樣（不同貼片單元形狀、饋電方法以及寄生單元或層疊單元的應用，共面饋電網絡與有源線路的集成等）。微帶特性的分析方法主要分為基于簡化假設的近似方法和全波分析方法兩類。全波分析法有更好的適應性和更高的精度，但速度較慢。第一類方法包括傳輸線模型、空腔模型和分段模型。該方法講貼片單元當作一段傳輸線或是空腔諧振器，簡化了分析和計算，提高了速度，物理概念清晰，可以提供設計的初始數據。2.1.1微帶天線的傳輸線模型??基本假設：1）微帶片和金屬底板構成一段微帶傳輸線，傳輸準TEM波，波的傳輸方向決定于饋電點。線段長度L≈λ_g/2，λ_g為準TEM波的波長。場在傳輸方向上是駐波分布，而在垂直方向上是常數。2）傳輸線的兩個開口端（始端和末端）等效為兩個輻射縫，場為W，寬為h，縫口徑場即為傳輸線開口端場強?？p平面看作位于微帶片兩端的延伸面上，即是講開口面向上折轉90^o，而開口場強隨之折轉。由上可見當L＝λ_g/2時，二縫上切向電場均為x方向，且等幅同相，它們等效為磁流，由于金屬底板的作用，相當于有二倍磁流向上半空間輻射。縫隙上等效磁流密度為M_s＝－2V/hV為傳輸線開口端電壓。

由于縫已經放平，在計算上半空間輻射場時，就可以按照自由空間處理。這是這種方法的方便之處。

圖2.1?傳輸線法物理模型
2.1.2輻射元方向圖

微帶輻射元的方向圖可由其等效磁流元的輻射場得出。

由圖2.1可見，微帶天線的輻射等效為二元縫陣的輻射，并且縫上等效磁流是均勻的，可求出天線的輻射場為：
2.2微帶陣列

微帶天線單元的增益一般只有6～8dB。為獲得更大增益，或為了實現特定的方向性要求，常采用由微帶輻射元組成的微帶陣列。最簡單的排陣方式是直線陣。其饋電結構一般采用串饋或并饋。

2.2.1線陣輻射特性

由相同而且取向一致的輻射元組成的陣列方向圖是其輻射元方向圖和陣因子方向圖的乘積（方向圖乘積定理）。陣因子方向圖就是將實際輻射元用無方向性的點源代替（具有原來的機理振幅和相位）而形成的陣方向圖。微帶輻射元的方向圖可由其等效磁流元的輻射場得出，這樣就可以求出微帶線陣的的輻射特性。

圖2.2 N元線陣

一般根據下式進行選擇不出現柵瓣的元間距：

2.2.2平面陣天線

如圖2.3所示，矩形平面陣中各單元相同，位于原點的第00號單元為陣的中心點，x方向單元編號m∈（－M~M），y方向的單元編號n∈（－N~N），第00號單元為相位參考點，忽略陣中各單元間的互耦影響時，設各元的激勵電流為：

由此可見平面陣因子是兩個線陣因子的乘積，因此可以用線陣方向性分析的結果分析平面陣的方向性。在x方向線陣形成圍繞x軸的圓錐形波束，y方向形成圍繞y軸的圓錐波束。因此，平面陣因子的主瓣是兩個線陣圓錐主瓣相交部分的乘積，這就得到了兩個針狀主瓣，一個指向z>0空間，另一個指向z<0空間。在實際應用中，總是選擇陣為單向輻射，即只有z>0空間輻射的針狀主瓣。研究兩個主平面的方向圖特性時:

圖2.3矩形平面陣

2.3電掃描天線???由于天線波束的指向始終與相位波陣面相垂直，因此，只要改變相位波陣面的位置，就能實現天線波束的掃描。根據改變相位波陣面的方法不同，波束掃描大致分為三類：1.相位掃描在陣列中每一個單元都安裝一個移相器，相移量能在0～2π之間調整，用電子控制每個移相器，以達到快速掃描的目的，即相控陣天線，陣中每個單元間距為d，波束掃描角為θ0，則相鄰單元之間的相移量為ψ=2πd sinθ0/λ，可見相位掃描具有頻率敏感性，即如果相位不隨頻率變化，則掃描角θ0必與頻率有關，改變頻率也會改變波束掃描角。2.時延掃描將相掃天線中的每一個移相器都換成可變時間延遲線，則相鄰單元之間的相移量變換為時間延遲量t=dsinθ0/c，式中c為電磁波在真空中的傳播速度為一常數，由此可知波束掃描角θ0與頻率無關3.頻率掃描頻掃天線的波束指向就是隨發射機振蕩頻率的改變而變化，即波束指向是頻率的函數，而一般的頻掃天線總是與相掃天線結合應用構成所謂的三坐標雷達，即方位面采用相掃，俯仰面采用頻掃。2.3.1相控陣天線???電掃描天線的典型形式就是相控陣天線。它與傳統的機械掃描天線相比，具有高增益、大功率、多波束和多功能、高數據率、高可靠性和易實現接收機自動控制等諸多優點。???相控陣天線的典型框圖如圖2.4所示:

發射機的射頻能量經饋電網絡進行功率分配，按預定比例饋送到陣列中的各個單元的移相器，經適當的移相后在饋給陣列各單元進行輻射。波束控制指令信號輸入計算機，運算后通過移相器控制電路進入各單元移相器，分別控制各自的相移量，從而獲得各相鄰單元間所要求的相位差，使天線波束指向預期方向。

事實上，如果將n個完全相同的天線所組成的n元均勻線陣中的每個天線都帶上一個可控移相器，則該天線陣就成為一維相控陣天線。

假如單元天線的饋電電流不同相，設相鄰兩單元的電流間的相移為δ，則當改變δ時，波束指向在掃描空間移動。設最大輻射方向發生在θm0，則有δ=-kdsinθm0。由此，改變相鄰單元之間的相位差δ，就可以改變波束的最大輻射方向θm0，實現波束掃描。

2.3.2盲點效應???在相控陣天線的設計中，必須考慮兩個問題：1）在實空間不出現柵瓣2）抑制或消除盲點實踐發現，當波束掃描到某一角度θn，天線處于全反射狀態，既不輻射也不接收能量，角θn稱為盲點。從物理本質上講，產生盲點的原因有兩個。一是相控陣中存在高次模和互耦效應。高次模發生在一個單元，而其它單元都與它們的發射機端接。由于互耦效應，在某些特定掃描角上，被激勵起的高次模與主模耦合，致使口面場受到抵消。因而不能輻射也不能接收功率。二是漏波的抵消效應，所謂漏波是指當陣列單元輻射時，有一部分沿陣列表面向后泄漏的能量，這個漏波在這里的無源端接的單元上也會產生輻射波，于是原始的輻射波與漏波產生的輻射波在陣外空間疊加，在某個特定方向上造成盲點。在工程上，消除盲點的主要措施是合理選擇陣格尺寸和輻射單元的口徑尺寸。單元口徑尺寸越大，盲點越靠近陣列的法線方向，因此應盡量減小口徑尺寸，使盲點靠近柵瓣方向，再選用較小尺寸的陣格，使柵瓣遠離掃描空間，這樣既可以再掃描空間不出現柵瓣又抑制了盲點。2.3.3天線的副瓣性能???在相控陣天線的系統性能中，天線的副瓣特性是很重要的，相控陣天線的副瓣特性在很大程度上決定了雷達抗干擾、抗反輻射導彈及雜波抑制等戰術性能，是雷達系統的一個重要指標。為降低相控陣天線的副瓣電平，通常對陣面天線單元的電流分布采用各種形式的加權，但加權之后，天線波束的主瓣展寬，將降低天線增益和雷達角分辨率，不利于抗從主瓣進入的干擾。低副瓣與超低副瓣天線通常是指副瓣電平必主瓣電平低30dB與40dB的以上的天線。為實現這樣的天線，對面天線而言，主要是應按要求的副瓣電平來設計天線口徑照射函數，實現所需的加權。具體實現辦法是：可在饋線網絡中采用不等功率分配器或衰減器加等功率分配器，也可將衰減器與不等功率分配器混用。此外天線反射面的加工必須嚴格保證公差要求，使天線口徑面上的實際電流分布與理論上所要求的分布在幅度和相位上的誤差低于所容許的范圍。對于陣列天線，為獲得低副瓣性能，除幅度加權外，還可采用密度加權、相位加權等方法來實現等效的幅度加權口徑照射函數。陣列中各天線單元激勵電流的幅度和相位誤差以及各天線單元的安裝公差，應嚴格低于額定副瓣電平所容許的范圍。此外，設計中還應考慮各天線單元之間的互耦效應。同時，因為天線波束可以在一個較大的空間范圍內進行掃描，隨著掃描角的變化，天線單元之間的互耦也會發生變化，各天線單元激勵電流的幅度和相位也會發生變化，所以為了實現低副瓣與超低副瓣電平，還必須考慮天線波束掃描產生的影響。除了精心設計天線單元，采用單元之間的去耦措施外，解決此問題的一種思路是統一設計天線單元和饋電網絡。饋電網絡的設計，要考慮天線單元之間互耦隨波束掃描而變化的因素。在一定條件下，饋電網絡的設計應具有隨波束掃描變化而進行自適應調整的能力。密度加權天線陣是一種不等間距加權天線陣。不等間距天線陣中各有源天線單元的間距是不等的，靠近陣列中心的單元其間距小些，偏離陣列中心越遠的單元，其間距越大，但各天線單元激勵電流的幅度都相同。密度加權天線陣是以抬高遠區副瓣電平為代價（會因此降低天線增益）來降低主瓣附近的副瓣電平。對采用數字式移相器的天線陣列，如果在波束控制信號之外還將相位加權控制信號加到陣列中某些單元的移相器上，改變陣列各天線單元激勵電流的相位，那么也可以得到類似于加權的效果，降低天線波瓣主瓣附近副瓣電平。2.3.4陣列單元隨機幅度與相位誤差的影響??相控陣天線中各單元的激勵電流在幅度和相位上存在著隨機幅度與相位誤差（不可能完全相同），引起幅相誤差的原因很多，如天線單元方向圖的不一致，天線單元的安裝誤差、天線單元的損壞、天線單元之間互耦引起的天線單元的阻抗變化和駐波變化、饋線各單元通道之間的幅相誤差（如移相器的誤差，阻抗不匹配引起反射所產生的幅相誤差、溫度變化影響等）。這類誤差具有隨機性，對天線波瓣的副瓣電平、天線增益以及波束指向等均有重要影響。但總的來說，各天線單元的隨機幅相誤差對天線增益的影響較大，對天線副瓣和陣列波束的指向精度的影響較小。采用集中式發射機或子陣式發射機的相控陣雷達，一部發射機要負責給整個發射相控陣天線或發射天線子陣饋電。從發射機輸出端到每一個天線單元，必須有一個發射饋線系統，將發射機輸出信號功率分配到各個天線單元。對于接收相控陣天線，各個天線單元接收到的信號，必須經過一個接收饋線系統逐級相加，然后送至接收機輸入端。發射或接收饋線系統都由許多不同的饋線元件如功率分配器、移相器、傳輸線段、調諧元件、定向耦合器等組成，各個饋線元件的連接不可能做到完全匹配，這些連接點處，存在電磁波反射。當各個節點處的多次發射波重新到達天線單元（對發射陣）或接收機輸入端（對接收機）時，這些反射波與主入射波疊加，對發射陣來說，使各天線單元輻射出去的信號的相位和幅度發生變化，對接收陣而言，則使各天線單元接收到的信號在到達接收機輸入端時產生幅度和相位起伏。2.4?互耦效應對陣性能的影響微帶陣列天線中，各微帶元之間存在互耦效應，將導致：1）單元在陣中的方向圖與孤立元的方向圖不同；2）陣中單元的輸入阻抗與孤立元的輸入阻抗不同；3）對于相控陣，陣中單元的輸入阻抗將隨掃描角的改變而改變，這會引起陣的失配和單元效率（或增益）的降低；4）天線的極化特性要變壞2.4.1互耦對陣元方向圖的影響???設M×N個微帶天線元組成的陣列，陣中只有第j個單元接上電源，而其余單元都端接匹配負載。從物理意義上，可以看出此時單元在陣中的方向圖將不同于孤立元的方向圖（存在互耦的影響）?；ヱ畹拇嬖趯⑹沟趈個元上的輻射的能量有一部分耦合到其它陣元，耦合能量的一部分被其端接負載所消耗，另一部分將再輻射，因此，陣中單元方向圖將不同于孤立元的方向圖。而且，對于有限數目陣元組成的陣列，由于各陣元再陣中所處的位置不同，它所受到的互耦影響也不同，故再陣中單元方向圖也不相同。只有在無限陣列中，各元在陣中單元方向圖才相同。嚴格的講，由于互耦的影響，將使微帶天線貼片上電流分布規律也有變化。特別是對相控陣天線，隨著掃描角的變化，電流分布也要改變。對于一個大陣，由于陣的總方向圖的主瓣很窄，而一般陣元的方向圖主瓣很寬。即陣元方向圖對陣的總方向圖中主瓣和前面幾個旁瓣的影響不太大。在這種情況下，計算總方向圖時，可以忽略互耦影響，這就是一般陣天線中常用的分析方法，這是一種近似方法。而對于掃描波束的相控陣天線，就不能忽略這種互耦影響。2.4.2互耦對陣元輸入阻抗和匹配的影響???兩種分析方法：互阻抗法和散射矩陣法（兩種方法得到的結果相同）???有源陣列的輸入阻抗將隨波束掃描方向的變化而變化，這是由于互耦影響形成的。對于一個有限尺寸的陣列，由于各陣元在陣中的位置不同，其互阻抗也不同，所以一般來說，各陣元的有源輸入阻抗也不完全相同。嚴格的說，只有無限大尺寸的陣列，各陣元在陣中所處的環境完全相同，那么各陣元的有源輸入阻抗才會相同。對于有限尺寸的大陣，除位于陣邊緣的少數陣元外，其它多數陣元的輸入阻抗可以近似認為是相同的。如果連接電源和陣元之間的傳輸線已與電源內阻抗相匹配，則在第mn個元輸入端處的反射系數為:

可見，反射系數也將隨波束掃描方向的改變而改變，所以在相控陣天線中不僅需要考慮到陣元在一定的頻帶范圍內的阻抗匹配（即寬帶匹配），而且還要考慮到在一定的掃描范圍內的阻抗匹配（即寬角匹配）。這是相控陣天線與非電控掃描天線以及一般天線的不同之處。后兩者只需要考慮寬帶阻抗匹配。

利用互耦系數構成的散射矩陣來計算反射系數隨掃描方向的變化是較為直接而又簡便的方法。這是因為散射矩陣直接與入射電壓波和反射電壓波相聯系，而且在微波網絡中能直接測量的是耦合系數（或稱為散射系數）。

2.4.3互耦對相控陣天線增益的影響

2.4.4確定微帶天線元之間互耦的方法??兩種方法：一是通過實驗測量，二是利用分析和計算方法得出a).實驗測定法確定各元之間互耦的一種最符合實際的的方法是直接在陣中進行測量，實際上，利用散射系數的互易性，以及陣結構的對稱性可以使測量次數大大減小。同時，對于大陣，在陣中除靠邊緣的陣元外，對位于陣中間的單元可近似認為它們所處的陣環境相同。因此，可以認為它們的反射系數相同，這樣只要選擇在陣中不同位置的幾個典型單元，確定它們的反射系數就可以反映整個陣的反射特性。通常在設計陣時，往往只用兩個陣元，只需要實測這兩個陣元之間的耦合系數，而忽略其它陣元對它們的影響。因此，只要測出這兩個元在不同取向和位置時的耦合系數，據此計算陣的反射系數，并設計匹配措施。但要注意一點，對于波導型、縫隙或振子陣元，這樣的測量只要在一塊較大的金屬板（作為接地平面）上放置陣元即可。對微帶特性元除了接地平面外，還必須考慮它們之間有介質基片，這是不能忽略的。元間距在幾個波長范圍內的耦合系數變化的一般規律：1）隨著元間距的加大，耦合系數減小，在E面耦合系數近似按1/d減小；在H面耦合系數減小更快，近似按1/d²減小。而耦合系數的相位滯后基本上按kd成直線變化。這意味著在微帶基片較薄和間距不太大時，耦合主要取決于空間輻射波，表面波耦合不占主要部分。2）E面和H面耦合曲線是不同的，因此微帶元的相對取向位置不同，它們之間的耦合也不相同。3）考慮其它陣元存在對互耦的影響時，法線它對E面耦合影響稍大，使耦合系數比只有兩元時要大一些，而相位滯后要變小一些。其它陣元存在對H面耦合的影響較小。因此作為一種近似計算，利用兩元間的互耦系數來計算陣中的反射系數和輸入阻抗還是可行的，特別對較小的陣。b).用反應原理計算互耦

c).無限周期陣列概念與波導模擬器???上面討論的是先用實驗或計算機來確定各元間的互導納或散射系數，然后再將所有元的互耦影響一一疊加起來，從而得到陣中單元的輸入阻抗或反射系數的方法稱為逐元法，該法的優點是直觀，可以預測出再陣中不同位置的陣元性能，方法不僅適用平面陣也適用共形陣。所以，逐元法再中小尺寸的平面陣和共形陣中應用最廣泛。但對于大陣，由于陣元數目多，使計算或實驗工作量大大增加，這時，常采用無限周期陣列的概念，因為大陣中間部分的單元再陣中所處的環境基本相同，所以再陣中間不同位置的單元的性能基本一致，因此，預測大陣性能可用無限陣列來近似，在無限陣中每個陣元所處的環境完全相同，陣中各元的性能也完全相同。分析無限陣列，不是先求各元間的互耦而是直接建立求陣中單元輸入阻抗或反射系數的方程。由于無限陣是一個周期結構，因而可利用弗洛蓋特（Floquet）定理來建立陣的場方程。常用的解法有場匹配法、復功率法、積分方程法（用矩量法求解）、變分法和留數法等。利用無限周期陣列模型與逐元法相比有很多優點。首先它已將所有陣元存在的互耦影響全部自動考慮在內，所以方法比較嚴格。其次，它也考慮了陣元上的場分布受互耦的影響，特別是場分布隨掃描方向而變化的影響。因此，用無限陣列模型可以預測出陣在掃描時是否會出現“盲點”，所以這種方法已在分析波導型、縫隙型和振子型陣天線中廣泛應用。對于微帶天線元組成的大陣，原則上也可以利用這種方法。

基于無限陣列概念還發展了一種實驗模擬技術用來預測相控陣天線的反射特性。這種技術是利用波導模擬器來完成的。

2.5?輻射單元、排列柵格和陣形2.5.1微帶天線陣元的類型

可根據陣的帶寬、極化、方向圖特性（或掃描范圍）、增益和效率等要求以及陣在結構上的要求來選擇最合適的微帶天線元。微帶天線元大致可分為三類：貼片式、縫隙式和不均運行微帶線等。

1．貼片式微帶天線

按工作原理可分為諧振式和行波式。諧振式貼片微帶天線作為陣元具有以下一些主要特點。單元本身具有一定的方向性系數，典型數據可達6dB左右。其效率較高，一般在90％以上。其半功率波束寬度大致在80^o～100^o之間。對于相控陣而言比較適合于最大掃描角在±50^o以內。該形式的天線可工作在線極化、圓極化或變極化。對方形和圓形貼片，利用相互正交的雙端饋電，在利用功率分配器和移相器以改變兩端激勵的相對振幅和相位，就可以構成圓極化或變極化。對接近方形的貼片和橢圓形貼片，利用單端饋電也可以做成圓極化陣元，但不能作成變極化陣元。諧振式貼片具有以下一些缺點。阻抗匹配帶寬較窄，通常在輸入端駐波系數小于2的帶寬只有百分之幾。當掃描范圍大于±60^o時，單元方向圖的波束顯得窄了一些，同時，當要求較大掃描范圍時，為了避免在掃描范圍內出現柵瓣，要求單元間距要較小，這樣貼片尺寸也稍嫌大。這對將陣元和饋電網絡都集成在同一介質基片上的單面陣就顯得空間擁擠。因此，為了展寬波束或縮小天線尺寸，也常采用λ/4短路矩形貼片作為陣元，它相當于矩形貼片的一個輻射邊短路，而尺寸縮小了1/2。此外，規則形狀的諧振式貼片單元可以一哦能夠較為準確的方法分析，已經導出各種較為準確的設計公式，所以設計較為簡便，且減少調試工作量。

行波式貼片微帶天線一端激勵，另一端接匹配負載以保證貼片上電流或其內空間場按行波分布。這種天線的特點是阻抗匹配帶寬較寬，但波束最大值指向隨頻率變化。這種天線最大值輻射方向可以設計成接近邊射到端射的任一方向。它既可以輻射線極化波，也可以輻射圓極化波，但由于其一部分功率消耗在終端負載上所以效率較低。

2．縫隙式微帶天線

縫隙天線利用微帶傳輸線激勵，是在微帶傳輸線接地面上開縫，故其輻射是向兩邊的，如果需要單方向輻射，可在離縫高度為λ/4處加金屬反射板。

這種天線的特點是它的阻抗匹配帶寬比諧振式貼片天線要寬，特別是寬矩形縫。這種縫隙天線一般輻射線極化波，對制造公差要求比貼片式要小，用于陣元時量輻射元之間的隔離比貼片式要好，但當要求單方向輻射時，這種天線的厚度比貼片式天線要大。同時分析和設計這種天線要比貼片式困難一些，其廣泛應用于衛星廣播接收陣的陣元。

3.不均勻性微帶線

微帶線不均勻性是另一大類廣泛應用的天線陣元。它通常是利用在微帶傳輸線上進行切割、突變或彎曲等方式形成輻射。

這類天線用作陣元的特點是阻抗匹配頻帶較寬，快點電路結構簡單而緊湊。構成陣的波束指向一般可設計在任何方向上。其缺點就是波束指向隨頻率變化較靈敏。由于是行波饋電，陣的效率不高。

2.5.2排列柵格和陣形

柵格一般有兩種排列方式：一是矩形柵格排列；二是三角形柵格排列。在矩形柵格的單元位置中，只有當（m＋n）為偶數的位置中放置輻射單元，才組成三角形柵格。

對于同樣的柵格抑制，矩形柵格排列比三角形柵格排列單元數多（比柵格為等邊三角形時多16％）。輻射單元少，意味著成本降低。另外柵格間距的增加，有利于輻射單元的安裝。因此，三角形排列采用的較多。

外觀形狀為矩形或正方形的陣列最常見，計算比較簡單，其尺寸大小由主瓣寬度決定。均勻幅度的矩形陣，第一旁瓣電平可高達－13.2dB，抗干擾性能不好，這是最大的缺點。

把矩形陣改為圓形陣，在均勻幅度時，第一旁瓣電平可降至－17.6dB，圓形陣多采用正方形柵格。

用三角形柵格可排列成正六角形陣，這樣的排列可有效的減少相控陣天線單元數目，降低雷達的造價。

當掃描角θ≥60^o時，平面陣會受到柵瓣的影響而難以實現，利用球面的自然對稱性，能在較寬的角度范圍內保持天線方向圖和增益的均勻性，同時可克服寬角度下阻抗失配的影響。因此，將陣列單元排列在一個球面上構成球形陣，可改善角掃描性能。

對于機載雷達，為了便于安裝，減小阻力和覆蓋盡可能寬的立體角，要求陣面的形狀與機體表面形狀一致，這就是所謂的共形陣。

圖2.5?三角形柵格

2.6?電磁波的極化

電場強度E的方向隨時間變化的方式稱為電磁波的極化。根據E矢量的端點軌跡形狀，電磁波的極化可分為三種：線極化、圓極化和橢圓極化。

兩個相位相差π/2，振幅相等的空間上正交的線極化波，可合成一個圓極化波；反之也成立。兩個旋向相反，振幅相等的圓極化波可以合成一個線極化波，反之亦然。

橢圓長軸對x軸的夾角τ稱為極化橢圓的傾角，長軸與短軸的比值稱為軸比，極化橢圓的軸比、傾角以及旋向是描述極化特性的三個特征量。線極化（軸比→∞）和圓極化（軸比等于1）都是橢圓極化的特例，旋向以傳播方向z為參考，它直接由相位差φ決定，若φ在第一二象限，則為左旋波，若φ在三四象限，則為右旋波。

兩個空間上正交的線極化波可以合成為一個橢圓極化波，反之亦然。兩個旋向相反的圓極化波可以合成一個橢圓極化波，反之亦然。

圓極化波具有兩個與應用相關的重要特性：

1）當圓極化波入射到對稱目標（如平面、球面等）上時，反射波變為反旋向的波，即左旋變右旋，右旋變左旋。2）天線若輻射左旋圓極化波，則只接收左旋圓極化波而不接收右旋圓極化波，反之，若天線輻射右旋圓極化波，則只接收右旋圓極化波，這稱為圓極化天線的旋轉正交性。根據這些特性，在雨霧天氣里，雷達采用圓極化波工作將具有抑制雨霧干擾的能力。因為水點近似球形，對圓極化波的反射是反旋的，不會被雷達天線所接收。而雷達目標（如飛機、船艦、坦克等）一般是非簡單對稱體，其反射波是橢圓極化波，必有同旋向的圓極化成分，因而能被收到。由于一個線極化波可分解為兩個旋向相反的圓極化波，這樣，不同取向的線極化波都可由圓極化天線收到，因此，現代戰爭中都采用圓極化天線進行電子偵察和實施電子干擾，同樣，圓極化天線也有很多民用方面的應用。第三章?微帶天線的饋電方法天線是一種能量變換器，發射天線把發射機輸出回路的高頻交流電能變為輻射電磁能，即變為空間電磁波。相反，接收天線把到達的空間電磁波變為高頻交流電能，傳送到接收機的輸入回路。從發射機到天線以及從天線到接收機之間的連接是依靠饋線來實現的。傳輸線（或饋電線）系指將高頻交流電能從電路的某一段傳送到另一段的設備。一般說來，對傳輸線有以下要求：1）傳輸線應具有最小的能量損耗。這些損耗包括導線中電阻產生的能量輻射、導線間介質中所產生的介質損耗，以及發射到外部空間的輻射損耗。2）沿線路允許傳輸的帶寬內高頻振蕩功率應盡可能大3）傳輸線不應改變天線的方向圖特性。因此必須消除傳輸線上的能量輻射。要消除這種“天線效應”，必須在所給的工作波長下選擇適當的傳輸線形式和幾何結構。4）傳輸線的電參量應穩定到這樣的程度，以至于外部媒質的溫度、濕度和壓力的改變，以及機械振動和其它不穩定因素均不影響到天線設備的工作穩定性。5）傳輸線應有適當的尺寸和重量6）傳輸線應有一定的機械強度，便于裝配。在制造上也要盡可能的簡單，使用中要考慮到傳輸線的經濟性。當負載阻抗等于傳輸線的特性阻抗時，其工作在行波狀態，傳輸效率最高，功率容量也最大；且傳輸線的輸入阻抗呈電阻性，它的大小不會隨頻率而變化，這樣便于與發射機調諧匹配。因此，希望傳輸線工作在行波狀態。但是，在無線電收發設備中，傳輸線的終端負載是天線，而天線的輸入阻抗是隨頻率而變化的，在工作波段內呈現為復阻抗性質。因此就要在傳輸線末端與天線之間加上一個“匹配裝置”，使得天線阻抗經過匹配裝置的變換作用后，與傳輸線的特性阻抗相等，從而使傳輸線工作在行波狀態或稱為匹配。3.1?微帶單元天線饋電兩種基本方式：一是用微帶線饋電；二是用同軸線饋電3.1.1微帶線饋電???用微帶線饋電時，饋線與微帶貼片是共面的，因而可方便光刻，制作簡便。但是饋線本身也要引起輻射，從而干擾天線方向圖，降低增益。為此一般要求微帶線寬度w不能寬，希望w ＜λ。還要求微帶天線特性阻抗Ze要高些或基片厚度h要小，介電常數εr要大。天線輸入阻抗與饋線特性阻抗的匹配可由適當選擇饋電點位置來實現。當饋電點沿矩形貼片的兩邊移動時，天線諧振電阻變換。對于TM10模，饋電點沿饋電邊（x軸）移動時阻抗調節范圍很大。微帶線也可通過間隔伸入貼片內部，以獲得所需阻抗。

饋電點位置的改變將使饋線與天線間的耦合改變，因而使諧振頻率有一個小的漂移，但是方向圖一般不會受影響（只要仍保證主模工作）。頻率的小漂移可通過稍稍修改貼片尺寸來補償。

在理論計算中，微帶饋源的模型可等效威嚴z軸方向的一個薄電流片，其背后為空腔磁臂，為計入邊緣效應，此電流片的寬度d0比微帶寬度w寬（取有效寬度）。

微帶饋線本身的激勵往往利用同軸－微帶過渡。有兩種形式：垂直過渡（底饋）和平行過渡（邊饋）。

3.1.2同軸線饋電

用同軸線饋電的優點有：1）饋電點可以選在貼片內任意所需位置，便于匹配。2）同軸電纜置于接地板上方，避免了對天線輻射的影響。缺點是結構不便于集成，制作麻煩。

這種饋源的理論模型，可表示為z向電流圓柱和接地板上同軸開口處的小磁流環。其簡化處理是略去磁流的作用，并用中心位于圓柱中心的電流片來等效電流柱。一種更嚴格的處理是把接地板上的同軸開口作為傳TEM波的激勵源，而把圓柱探針的效應按邊界條件來處理。

天線設備作為一個單口元件，在輸入端面上常體現為一個阻抗元件或等效阻抗元件，與相連接的饋線或電路有阻抗匹配的問題。

微帶輻射器的輸入阻抗或輸入導納是一個基本參數，因此應精確的知道輸入導納，以便在單元和饋線之間做到良好的匹配。

由于對大多數工程應用來說，簡單的傳輸線模型給出的結果已經足夠滿意，很多文獻都給出了用傳輸線模型計算微帶天線輸入阻抗的方法，但由不同文獻給出的方法計算出的值相差較大。

3.1.3電磁耦合型饋電

結構上的特點是貼片（無接觸）饋電，可利用饋線本身，也可通過一個口徑（縫隙）來形成饋線與天線間的電磁耦合。因此可統稱為貼片式饋電。這對多層陣中的層間連接問題，是一種有效的解決方法，并且大多數能獲得寬頻帶的駐波特性。

利用口徑耦合的電磁耦合型饋電結構是把貼片印制在天線基片上，然后置放在刻蝕有微帶饋線的饋源基片上，二者之間有一帶有矩形縫隙的金屬底板。微帶線通過此口徑來對貼片饋電。口徑尺寸將控制由饋線至貼片的耦合，采用長度上比貼片稍小的口徑一般可獲得滿意的匹配。

3.2 陣的饋電形式與設計
陣的饋電網絡的主要任務是保證各陣元所要求的激勵振幅和相位，以便形成所要求的方向圖，或者使天線性能各項指標最佳。對饋電網絡的主要要求是阻抗匹配、損耗小、頻帶寬和結構簡單等。陣的饋電形式主要有并饋和串饋兩種形式，也有這兩種形式的組合。

3.2.1并聯饋電

并聯饋電是利用若干個功率分配器，將輸入功率分配到各個陣元。功率分配器可以分成兩路、三路或多路。但為了使饋電結構中最大和最小阻抗之比最小，通常采用兩路功率分配器。

對于并聯饋電陣，當所有陣元相同時，各元所要求的振幅分布可以利用改變功率分配器的各路功率分配比來實現，而各陣元所要求的相位分布，可采用控制各路饋電線長度或附加移相器來實現。例如對于同相陣，則可以利用各路饋線等長或相差饋線波長的整數倍來保證各元同相激勵。對于相控陣同相則要求采用電控移相器來實現波束掃描所要求的相位分布。對功率分配器除要保證功率分配比外，還要求各路輸出端之間有較好的隔離。

并聯饋電網絡的設計是比較簡單和直接的。當選定陣元的形式和尺寸后，根據各元所要求的激勵振幅和相位，考慮到互耦的影響，可計算出各元的輸入阻抗。已知陣元的輸入阻抗，所要求的激勵振幅和相位后，就可以設計功率分配器和饋線的布局（要考慮長度以保證相位）。

并聯饋電微帶天線陣的陣元較少時，通常可將微帶功率分配器和饋線與陣元都集成在同一塊介質基片上，稱為單面陣。當陣元數目較多或陣面空間較擁擠時，也可以將微帶功率分配器的一部分或全部放在陣面后面，組成多層陣。此時各元用同軸探針激勵，或者上下層功率分配器之間用同軸探針相連，為此必須要求各層具有金屬化孔，并要求各層之間嚴格對準。陣元數多時，需要采用多級功率分配器，為了減少損耗和提高功率容量，對靠近輸入端的前面幾級功率分配器也可采用波導、同軸線或板線式功率分配器和饋線。

并聯饋電具有以下幾個特點：設計比較簡單，各元所要求的激勵振幅和相位可以通過設計饋電網絡來實現。當饋線等長時，波束指向與頻率無關，所以頻帶寬度主要取決于阻抗匹配的頻帶，比較容易實現寬頻帶。這種饋電形式既適用于固定波束陣，又適用于利用電控移相器進行波束掃描的相控陣。它的缺點是需要許多功率分配器，饋線總長度較長，這不僅占據了空間，也大大增加了傳輸損耗。同時，使整個饋電網絡比較復雜。

3.2.2串聯饋電

串聯饋電是將天線陣元用微帶傳輸線串聯連接起來，此時，對饋電的主傳輸線來說，每一天線陣元都等效為一個四端網絡。所以，從等效網絡觀點來看，這種饋電形式確切的說是一種級聯形式的饋電。每一陣元的等效四端網絡可以有各種形式，它既可以是一個并聯導納，也可以是一串聯阻抗或更一般形式的T形、∏型或變壓器形式的等效網絡。對于矩形貼片微帶天線元，就可等效為一并聯導納的四端網絡。當考慮了互耦影響時，此并聯導納又矩形貼片元的自導納加上其它各元的互導納。

串聯饋電形式，根據傳輸線終端所接負載不同，可分為行波串聯饋電和諧振串聯饋電。串聯饋電陣設計比并聯饋電陣設計要復雜一些，特別在考慮各元間的互耦影響時，需要用迭代法來設計，以保證各元所要求的激勵振幅和相位。

串聯饋電陣各元所要求的激勵振幅和相位是通過改變各天線元尺寸來達到的，所以，一個具有幅度或相位加權的串聯陣，各天線元的尺寸一般是不相同的。諧振串聯饋電無論從阻抗匹配和方向圖特性來講，一般都是窄頻帶的。當頻率變換時，由于相位的變化，使波束指向改變。但這種饋電形式效率較高，傳輸損耗也較小，饋電無論結構簡單又緊湊。行波饋電的阻抗匹配頻帶較寬，但波束指向隨頻率改變，另一缺點是饋電效率較低，因為在終端負載上要消耗一部分功率。

串聯饋電陣與并聯饋電陣相比，前者饋電電路簡單，饋線總長度較短，所以饋線損耗較小。因為不需要功率分配器，所以空間利用也必并聯饋電要好。行波串聯饋電陣阻抗匹配頻帶寬。但串聯饋電陣設計要復雜一些。其波束指向隨頻率變化。如果采用中心串聯饋電，其波束指向將不隨頻率變化。

以上討論的主要是線陣的饋電形式，但也可以推廣應用于二維平面陣。對于二維平面陣的饋電，可以全部采用并饋或串饋，也可以采用一維為并饋，另一維為串饋的組合形式，平面陣除上述饋電形式外，對于微帶天線元組成的平面陣，還有一種交叉饋電形式，這種饋電形式，還可以通過改變輻射元線寬度或饋線與輻射元的角度來達到幅度加權的目的。

3.3 相控陣天線的饋電方式

發射機輸出的信號，按一定的幅度分布和相位梯度饋送給陣面上的每一個天線單元。接收時，同樣必須將各個天線單元收到的信號按一定的幅度和相位要求進行加權，然后加起來饋送給接收機。相控陣天線的饋電網絡，就是使陣面上眾多的天線單元與發射機或接收機相連接的傳輸系統。各個天線單元所需要的幅度和相位加權也是在饋線系統中實現的。

為了獲得低副瓣相控陣天線，饋線系統提供給每個天線單元的電流信號的幅度是不相等的，通常情況下，陣列中間天線單元的信號電流幅值最大，陣列邊緣單元的電流幅值最小，各天線單元的激勵電流按一定的幅度分布來確定。除了自適應陣列天線外，對一般的相控陣，這一幅度分布是固定的，不應隨天線波束掃描方向的變化而變化。信號沿陣列天線口徑的不等幅分布，通常采用不等功率的功率分配網絡來實現。

饋線系統還要保證每個天線單元激勵電流的相位符合天線波束掃描指向要求。通常將饋電網絡向各個天線單元提供所需的信號相位稱之為“饋相”，即將對天線單元信號進行復加權中的相位加權部分稱之為“饋相”，“饋相”的方式與饋電網絡的組成相關。

對相控陣的饋電系統有許多要求，其中之一是通過降低饋線系統的復雜性來降低成本。為此，減小移相器和每一移相器所需要的開關組件的數目、簡化移相器控制信號的產生方式以及壓縮移相器控制信號的數目等具有重要意義，而這些都是與饋相方式密切相關的。

由于可將整個平面陣分成若干個線陣，每一線陣都被當成一個子天線陣，因此對平面陣列天線的饋相，可分解成對若干個相同子陣和另一子陣的饋相（一個線陣又可以相應地分為若干子陣），這種饋相方式的移相器數目要增加一個線陣的單元數目，但移相器控制信號容易產生，控制信號的設備量也顯著的降低了。

同樣，也可以將“陣內相位”矩陣分解為若干個小的正方形或矩形矩陣，即用若干個子平面天線陣來構成總的平面陣列。

饋線系統在相控陣天線中占有特別重要的位置。低旁瓣天線對饋線系統幅度和相位精度的要求是很高的，此外，承受高功率的能力、饋線系統的損耗、測試和調整的方便性，以及體積、重量等要求，也是選擇饋電方式時必須考慮的因素。為了降低成本，還要充分考慮生產的一致性、提高成品率和便于加工等要求，至于是否全部功率分配器都要采用隔離式，還是部分采用隔離式、在哪一級采用隔離式，這可根據對系統駐波、功率隔離以及成本要求等進行計算分析后決定，或對這些要求進行折衷考慮?；式萃ㄓ崒I天線研發生產一體www.sh-sanajd.com

平面相控陣天線的饋電主要有強制饋電、空間饋電和光學饋電

3.3.1強制饋電

采用波導、同軸線、板線和微帶線等進行功率分配。隨光電子技術的發展，也可以采用光纖作為相控陣饋線中的傳輸線，但只能在低功率電平上使用。波導和同軸線用于高功率陣列，低功率部分常用板線、帶線和微帶線。功率分配器有隔離式與非隔離式、等功率分配器與不等功率分配器等多種形式。隔離式功率分配器輸出支臂之間約有20dB隔離度，可以減小由于各傳輸組件之間的反射波引起的干擾，有利于整個饋線系統獲得低的駐波。當隔離式功率分配器的一個支臂由于開路或短路而出現全反射時，因一半反射功率被隔離臂的吸收負載所吸收，故有利于保證饋電網絡的耐功率性能。

3.3.2空間饋電

空間饋電的形式有透鏡式空間饋電和反射式空間饋電等形式。透鏡式空間饋電的天線陣，包括收集陣面和輻射陣面兩部分。收集陣面也稱為內天線陣面，它由許多天線單元組成，這些天線單元又稱為收集單元。它們既可排列在一個平面上，也可排列在一個曲面上。在天線陣處于發射狀態時，發射機輸出信號由照射天線（如波導喇叭天線）照射到內天線陣上的收集天線單元，這些收集單元接收照射信號后，經移相器，再傳輸至輻射陣面上的天線單元（也叫輻射單元），然后向空間輻射，對于有源相控陣天線，經過移相器相移后的信號，還要再經過功率放大器放大，然后才送給輻射陣面的天線單元。當天線陣處于接收狀態時，輻射陣面接收從空間目標反射回來的回波信號，這些信號送移相器移相后，由收集陣面上的天線單元將其傳輸至陣內的接收天線（如由波導喇叭組成的接收天線）。對于有源相控陣天線，每一輻射單元收到的信號，要先經過低噪聲放大后再送給移相器，最后才輸入到收集單元，經空間輻射到達陣內接收天線。

這種空間饋電方式，實質上采用空潰的功率分配/相加網絡，省掉了許多加工要求嚴格的微波高頻器件。這種饋電方式，對于高頻和雷達信號波長較短的情況（例如S、C、X波段），與強制饋電方式相比，優點更為明顯。

反射式空間饋電陣列與透鏡式空間饋電陣列不同，其收集陣面和輻射陣面是同一陣面。這一陣面上各天線單元收到的信號，經過移相器移相后，被短路傳輸線或開路傳輸線全反射。對于這種陣列，作為初級饋源的照射喇叭天線，在陣列平面的外邊，即采用前饋方式對天線陣面進行空間饋電。由于采用前饋，初級饋源的天線對天線陣面有一定的遮擋效應，對天線口徑增益和對天線副瓣電平的性能有不利的影響。這種空潰方式，常見的大多是頻率很高（如X、Ku波段）的相控陣戰術雷達。另外，在這種空間饋電陣列中，移相器提供的相移值起了兩次作用，故該值應為一半移相器相移值的一半，移相器損耗也增加了一倍。自然，移相器是雙向傳輸型的。

在空間饋電系統中，初級饋源的照射方向圖為整個陣面提供了幅度加權。為了充分利用初級饋源能量，減小泄漏損失，透鏡內天線陣面（收集陣面）的天線單元數目可適當增加，在內天線陣面的邊緣部分，可以將幾個收集單元接收到的信號相加，在經過移相器相移后送至外天線陣面（輻射陣面）的輻射天線單元。

為了降低相控陣天線的副瓣電平，常采用密度加權方式，這時陣面上除有源天線單元外，還設置了相當數量的無源單元，對于空間饋電的陣列天線，外天線也可以設計成密度加權的相控陣天線。

由于天線物理尺寸的限制，初級饋源與陣面的距離大體等于天線口徑的尺寸，因此，初級饋源輻射的電磁波是球面波。由球形波到平面波的準直修正，由改變移相器上的控制碼來實現，即用改變移相器的相移值來進行修正，也可用準直延遲線來實現。

3.3.3波束躍度與移相器的虛位技術

相控陣天線波束的相控掃描依靠的是天線陣中的大量移相器，因此，移相器是饋電系統中的一個關鍵微波元件，與此相應，控制移相器的電路也是一個重要的電路。

按照信號相位的基本定義：

移相器可在高頻實現，為便于用計算機控制天線波束掃描，計算機提供給移相器的控制信號是二進制的經過D/A變換成模擬信號后送入控制移相器。

對移相器的要求主要有以下8項，在具體選用時必須進行綜合考慮：

1）承受功率（包括峰值功率與平均功率）的能力2）頻率特性及帶寬性能3）低損耗4）幅度和相位精度、溫度特性和幅度穩定性5）控制特性（對波束控制驅動器的要求和控制的時間響應）6）工藝性、一致性和可靠性7）低成本8）體積、重量要求由于移相器要受計算機控制，以便實現相控陣特性波束的高速、無慣性靈活掃描、因此，數字式移相器得到了廣泛的應用。采用數字式移相器時，移相器的相移量以二進制方式改變。當數字式移相器的位數為K(K為正整數)，則移相器的最小相移量（單位相移量）為ΔφBmin皇捷通訊專業天線研發生產一體www.sh-sanajd.com

因此，相控陣特性的波束指向是離散的，隨著掃描角度的增大，相鄰波束之間的間距（波束躍度）增大。這與天線波束隨掃描角度增加而展寬是一致的。為了降低波束躍度，使天線波束掃描接近于機械式連續轉動天線時的情況，需要增加移相器的位數K。

考慮到雷達天線波束寬度，波束躍度小于半個波束寬度是起碼的要求，由此出發，對于三坐標雷達，因其波束寬度大體在1度左右，K≥8是完全必要的。對于相控陣單脈沖跟蹤雷達，為了能對目標接近于連續跟蹤，K≥10也是很有必要的，若K＝10，則ΔφBmin=0.35°。顯然，要做這么多位數的移相器，要保證這樣高的移相精度是不切實際的。

為了節省數字移相器的位數，同時保證所需要的小的波束躍度，采用了“虛位技術”、采用虛位技術后，增大了移相器的相位量化誤差，對副瓣電平有不良影響。在同時要求節省移相器位數和降低副瓣電平的情況下，采用“隨機饋相”方法，當移相器的位數為n時，對無限陣，可使寄生副瓣電平降低到－12×ndB。

為了降低成本，總是希望在不出現柵瓣或由柵瓣引起的寄生副瓣低于一定電平條件下，盡可能的減少天線陣中的移相器的數目。

縮小天線波束的掃描范圍，有利于減小天線陣中移相器的數目，因為天線波束掃描范圍減小后，天線單元的間隔可以拉開，此外，對于實際的雷達來說，在某些應用情況下，也不要求陣列天線的波束掃描范圍很寬，這時便可采用有限掃描相控陣天線或小區域相掃天線。

3.4 固態功率放大器的阻抗匹配

微波功率晶體管的輸入輸出阻抗很低，且是電抗性的，而功率相加器等傳輸線的特性阻抗通常都選定為50Ω，因此，只有將晶體管的輸入輸出阻抗在整個工作頻帶范圍內變換為50Ω，才能獲得良好的阻抗匹配。對于相控陣雷達，不管是在集中式大功率發射機還是在分散式發射機中，功率放大器組件都工作在C類狀態，不需要電真空放大器中所必不可少的調制器，在高頻輸入信號到達晶體管放大器輸入端，并超過基極－發射極之間的反向偏置電壓后，該放大器才起放大作用，接待廳才導通。在輸入脈沖信號由上升前沿至脈沖頂部，在到達脈沖后沿的整個脈沖持續期間，放大器中晶體管的工作狀態是急劇變化的（由截止到線性、飽和、再截止），因而其輸入輸出阻抗也是變化的，因為單級放大器的增益只有7dB左右，所以，固態放大器通常由幾個單級放大器連接組成，后面一級放大器是前面一級放大器的負載，一個單級放大器的輸入輸出阻抗的變化，將影響其前后兩級放大器的匹配。

放大器負載阻抗的變化，與放大器輸入信號電平及電源電壓的變化一樣，將使放大器輸出信號的相位發生變化，因此，當設計固態功率放大器時，再考慮其幅相一致性的公差要求情況下，應對放大器的負載阻抗提出相應的要求。

放大器末級輸出端通常接一個環流器，使末級功率放大器與天線負載之間隔離，以保證末級功率的負載相對穩定，這樣，再末級功放晶體管輸出端與環流器之間再加上一段匹配傳輸線，便可保證再工作頻帶寬度內有良好的負載阻抗匹配。皇捷通訊專業天線研發生產一體www.sh-sanajd.com

在相控陣雷達中，當采用集中式大功率發射機或分布式子陣發射機方案時，從發射機輸出端至天線陣面都有一個發射饋電網絡，它包括功率分配器、移相器、環流器、相位微調和收發開關等，發射饋電網絡的多個輸出端口與各天線單元之間也不可能做到完全匹配。天線單元之間的互耦使各天線單元的輸入阻抗不完全一致，且互耦是隨天線波束掃描方向的變化而變化的；另外，在雷達工作頻帶寬度內，饋線各節點的駐波及單元之間的互耦也是不同的，因此，天線單元的輸入阻抗隨天線單元的位置、天線波束指向和雷達信號的頻率而變化，而通常的饋電網絡中，除一部分相位微調及幅度微調器件外，并沒有可進行阻抗匹配的自適應調配器。除了天線單元之間存在互耦外，饋線網絡中各個端口或節點之間也可能存在互耦?；式萃ㄓ崒I天線研發生產一體www.sh-sanajd.com

采用集中式發射機或子陣式發射機的相控陣雷達，一部發射機要負責給整個發射相控陣天線或發射天線子陣饋電。從發射機輸出端到每一個天線單元，必須有一個發射饋線系統，將發射機輸出信號功率分配至各個天線單元，對于接收相控陣天線，各個天線單元接收到的信號，必須經過一個接收饋線系統逐級相加，然后送至接收機輸入端，發射和接收饋線系統都由許多不同的饋線元件如功率分配器、移相器、傳輸線段、調諧元件、定向耦合器等組成，各個饋線元件的連接不可能做到完全匹配。這些連接點處，存在電磁波反射。各個節點處的多次反射波，當重新到達天線單元（對發射陣）或接收機輸入端（對接收機）時，這些反射波與主入射波疊加，對發射陣來說，使各個天線單元輻射出去的信號的相位和幅度發生變化；對接收機而言，則使從各個天線單元接收到的信號到達接收機輸入端時產生相位和幅度的起伏，因此，對于天線的饋電系統是必須要仔細調試的。

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微波全向天線較多應用于一點多址通信中，廣泛地應用于軍事、航天、遙控、遙測領域。在較低頻段中，微波全向天線主要有螺旋天線、交叉饋電式天線、波導縫隙天線；而隨著現代通信技術的發展，通信頻率向更高的波段發展已是必然趨勢，在C波段或更高的頻段，波長很短，以上提到的天線由于結構復雜，導致加工費用高，調試困難，并且饋電結構也難于設計，使得天線的帶寬較窄；同時這些類型的天線高度均超過半波長或者四分之一波長，天線高度太大導致其占用的體積空間較大，并且天線RCS（雷達散射截面）也較大，對各類載體平臺的電磁隱身特性也帶來較大影響。

考慮到上述情況，有必要為實際通信平臺開發一種全向天線，即新型C波段寬帶小型化全向天線，它能夠提供比現有天線更理想的電磁特性，本文將詳細討論該天線的性能及主要結構參數對天線性能的影響，并對天線的阻抗及輻射特性進行分析。

2? 天線基本結構及輻射原理

新型C波段寬帶小型化全向天線共形全向天線示意如圖1、圖2所示，圖1為天線本身的外形結構，圖2為天線剖面圖。從圖中可以看出，該天線是由金屬圓盤、金屬單極子、介質墊片、方形金屬地板以及同軸饋電連接器共同構成。

圖1 ?天線示意圖

圖2 ?天線剖面圖

金屬圓盤半徑r₁、厚度h₁，金屬單極子半徑r₂、高度h₂，它們加工為一個整體；金屬單極子中部有螺紋孔；聚四氟乙烯介質墊片為一個類似“瓶蓋”的腔體結構，半徑r₃、厚度h₃，中間有通孔使得同軸內芯通過，其下部腔體尺寸可使得同軸連接器剛好深入其內部；方形金屬地板中間有通孔使得連接器外導體通過；同軸連接器為市售產品，選用的是N型同軸連接器N-50KF-C，其特殊之處在于伸出的內芯有螺紋，它可以直接穿過介質墊片上的通孔與金屬單極子中部的螺紋孔旋擰在一起，從而使得整個天線成為一個整體。

在本設計中，天線金屬圓盤及金屬單極子是起輻射作用的最主要部件，用于向空間輻射電磁波。當發射信號時，同軸連接器通過連接的同軸電纜輸入外接發射機的發射信號，同軸接頭輸出的能量激起金屬圓盤及金屬單極子上的表面電流，從而產生輻射；由于所采用的金屬單極子直徑較大，使得天線可以發射較寬帶寬范圍內的垂直極化電磁波；由于金屬單極子頂端接入了金屬圓盤，這使得天線頂端的電流不為零，有效的實現了天線的小型化；由于介質墊片為腔體結構，分隔開天線的輻射結構與金屬地板，使得同軸電纜能夠有效的激勵天線電流；金屬圓盤、金屬單極子及介質墊片在結構上均成中心軸對稱分布，可以使得天線在水平面360度范圍內輻射場均勻分布。

3? 主要結構參數對于天線阻抗特性的影響

反射損耗是天線的一個重要性能參數，它決定了天線的阻抗特性。在設計過程中發現，影響該天線反射損耗性能的主要結構參數為金屬圓盤半徑r₁、厚度h₁，金屬單極子半徑r₂、高度h₂。通過多組建模仿真，可以得到各個參數對于天線反射損耗的影響規律，以便于實際天線的設計實現。

3.1? 金屬圓盤半徑r₁對反射損耗的影響

作為最主要的輻射結構，金屬圓盤的尺寸在很大程度上決定了天線的諧振頻率，圖3是針對不同的金屬圓盤半徑r₁反射損耗隨頻率的變化曲線。隨著半徑的增大，天線的諧振頻率逐漸向低頻端偏移，與一般的單偶極子天線類似，輻射體尺寸與天線頻率呈現出相反的變化規律。

圖3 ?反射損耗與r₁的關系 3.2? 金屬圓盤厚度h₁對反射損耗的影響

圖4是針對不同的金屬圓盤厚度h₁反射損耗隨頻率的變化曲線。從圖中可以看出，金屬圓盤的厚度同樣會影響天線的諧振頻率，隨著厚度的增大，天線的諧振頻率逐漸向低頻端偏移，與金屬圓盤半徑類似，該尺寸的大小與天線頻率高低呈現出相反的變化規律。

圖4 ?反射損耗與h₁的關系

3.3? 金屬單極子半徑r₂對反射損耗的影響

金屬單極子不僅是該天線的輻射結構，同時它還作為過渡部件連接金屬圓盤及饋入電流的同軸連接器。圖5是針對不同的金屬單極子半徑r₂反射損耗隨頻率的變化曲線。從圖中可以看出，該半徑不僅影響諧振點位置，還在很大程度上影響反射損耗的大小，如果該半徑過大，則反射損耗很大，即C波段在同軸接頭饋入天線的能量大部分都被反射，使得天線無法正常工作；從安裝角度考慮，若該半徑過小，則輻射結構沒有辦法與同軸連接器的螺紋內芯連接，所以在天線尺寸的設計上要綜合考慮天線性能及安裝結構。

圖5 ?反射損耗與r₂的關系

3.4? 金屬單極子高度h₂對反射損耗的影響

圖6是針對不同的金屬單極子高度h₂反射損耗隨頻率的變化曲線。從圖中可以看出，金屬單極子的高度會在很大程度上影響天線的諧振頻率，隨著高度的增大，天線的諧振頻率逐漸向低頻端偏移，與普通單極子尺寸與頻率的對應關系一致。

圖6 ?反射損耗與h₂的關系

4? 天線性能分析

在上述分析的基礎上，應用仿真軟件HFSS對天線參數進行了逐一的調整，最后得出了性能最優結構參數，最終天線地板以上的總體高度h₁+h₂+h₃僅為最低工作頻率f_L所對應波長的八分之一左右，現對其性能進行如下分析。

4.1? 天線的阻抗特性

前面已經提到過，天線的反射損耗是一個重要性能參數，它反映了天線的阻抗特性。圖7給出了該C波段寬帶小型化全向天線反射損耗的結果。在f_L?~?f_H的頻率范圍內，天線反射損耗的仿真結果均小于-10dB，這種全向天線阻抗特性良好，它具有45%左右的阻抗帶寬。

圖7 ?天線的反射損耗

4.2? 天線的輻射特性

對于全向天線，增益特性是衡量其性能好壞的重要指標，圖8是該天線的增益隨頻率的變化關系（f_L?~?f_H）。頻率在f_L?~?f_H范圍內，增益變化范圍是3.5~6dB，變化幅度小于2.5dB，增益在頻帶內較為穩定；天線的方向圖是表征天線輻射特性與空間角度關系的圖形，圖9表示該天線在頻率分別為f_L、(f_L+f_H)/2、f_H時水平面方向圖的結果。在各個頻率上，該天線水平面近似全向輻射，不圓度小于2dB，方向圖穩定性較好。

圖8 ?天線的增益

圖9 ?天線的方向圖 天線的拓展應用

本文設計的天線結構可采用方形金屬地板，且尺寸可根據應用需求適當調整；同時，也可根據實際需求在一定尺寸范圍內采用圓形地板或者異形地板，參見圖10，地板形狀改變，基本不會影響天線性能。此外，本天線應用場合靈活，它可單獨作天線用，也可用作反射面天線的饋源或者陣列的單元，尤其適用于作八木天線的有源振子，參見圖11，該天線本身前后適當位置加入引向金屬棍和反射金屬棍即可以有效縮小八木天線的總體高度。

圖10 ?地板為圓形時的天線結構

圖11 ?天線作為八木天線有源振子的結構

6? 結論

本文所論述天線與現有技術相對照，其效果是積極和明顯的。天線的工作頻段為C波段，本身高度僅為最低工作頻率所對應波長的1/8左右；天線相對帶寬約為45%，在頻段內可以良好的與50Ω同軸電纜匹配；天線在水平面360度的范圍內輻射場均勻全向分布，不圓度小于2dB；此外，本天線結構靈活，除了可采用方形地板，還可在一定尺寸范圍內采用圓形或者異形地板，并且天線可以作為八木天線的有源振子使用，有效縮小八木天線的總體尺寸。

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在航空器、導彈等高速飛行器上，全球定位系統GPS是不可或缺的組件，它廣泛應用于導航、測繪、監測、授時、通信等多種領域。而在GPS系統的研究開發過程中,天線成為必須解決的關鍵問題之一。這些飛行器要求天線既不影響其空氣動力性能，又不破壞其機械結構和強度。所以，具有低剖面、易集成等突出性能優點的共形天線陣在飛行器上得到廣泛應用。

目前，對于錐面共形天線陣的研究報道非常多。提出了一種錐面共形天線陣的分析方法，研究了一種毫米波段錐面共形天線陣。對于上述錐面共形天線陣，工作頻率較高，尺寸上基本不受限制，相鄰單元的弧面間距大于或者接近天線工作頻率的半波長。但是在天線尺寸受限的情況下，相鄰單元的弧面間距如果小于半波長，單元間的耦合加劇，天線陣的電壓駐波比就會急劇惡化，輻射特性也會有劇烈的起伏，極不穩定。所以在GPS頻段，天線尺寸受到共形體錐面表面積的限制，天線的小型化成為設計中的核心問題。眾所周之，GPS天線是右旋圓極化天線，但是考慮到小型化的要求，為了滿足輻射特性，采用線極化天線可以減小3dB的損耗。所以本文設計出了一種采用線極化方式的小型化GPS錐面共形天線陣，在減小天線尺寸的同時提高了天線的性能。

2 ?設計要求

天線要求共形安裝在如圖1所示的錐臺上，錐臺上底面圓周長約為0.26λ0（λ0為天線中心頻率的波長），下底面圓周長約為0.67λ0，錐臺母線長H約為0.24λ0，工作頻率為f0=1.575GHz，天線輻射的H面方向圖要求全向。

經分析，由于天線安裝面面積極小，天線陣只能采用2單元微帶共形結構，陣元弧面間距僅為0.25λ0，遠小于天線工作頻率的半波長，陣元間耦合強烈，并且天線要求水平全向輻射，這使得天線設計實現小型化，保證中心頻率并穩定天線輻射性能成為首要設計要求。

圖1 ?天線安裝錐臺示意圖

3 ?理論分析與設計

本文先利用一般微帶天線的設計方法設計天線單元，并對饋電方式進行改進，利用Ansoft HFSS軟件對天線單元進行仿真優化設計，大大降低了天線陣的設計復雜度。

3.1 ?天線單元的分析與設計

在天線的設計中考慮到安裝平臺的尺寸限制，本文采用er=10.2的高介電常數柔性介質基片，介質厚度為h=0.6mm，矩形微帶天線的尺寸公式為[5]：

（1）

（2）

式中f0為天線工作的中心頻率，c為光速(3×108m/s) 。而al為微帶傳輸線的等效伸長量，可由下式求得:

（3）

er為介質基片的有效介電常數，由邊緣效應決定，可由下式求得:

（4）

圖2 ?天線單元結構示意圖 考慮到天線需要共形在錐面上，饋線如果太細，那么在實際加工及調試過程中就會比較容易被折斷，所以考慮到這些問題，根據微帶線特性阻抗設計公式計算，在er=10.2，基片厚度為0.6mm的情況下，輸入阻抗為50Ω的饋線寬度為0.6mm;輸入阻抗為20Ω的饋線寬度為2.5mm。顯然在20Ω時的饋線就比較不容易被折斷，所以本文設計單元的輸入阻抗為20Ω。

通過在天線單元邊緣開槽使微帶饋線深入單元內部的方法，能夠很好的調節單元的阻抗特性，實現天線單元的匹配，并能有效降低單元的尺寸。 天線單元的結構示意圖如圖2所示，其中Wf為單元饋線的寬度，Ws為槽寬度，Ls為槽深。

3.2 ?饋電網絡的設計

微帶天線陣的饋電方式主要包括串饋、并饋、反射陣面饋電等，并聯饋電方式中的T型結功分器具有結構簡單、占據空間小、容易實現寬頻帶等突出優點[6]，因此，設計中采用由T型結功分器構成的并聯饋電網絡，使用等幅同相饋電方式。天線單元的輸入阻抗為20Ω，陣列總端口的輸入阻抗為50Ω，所以首先要利用λ/4阻抗變換線，使20Ω與100Ω阻抗相匹配，通過計算得出λ/4阻抗變換傳輸線的特性阻抗約等于45Ω，寬度為0.7mm。

通過饋電網絡的有效彎折和總體合理布局可大大減小天線陣的大小，圖3給出了天線陣饋電網絡示意圖。

圖3 ?天線陣饋電網絡示意圖

4 ?天線陣實測結果

本文根據天線的設計和仿真，研制出小型化GPS錐面共形天線陣的試驗樣機，并用金屬椎體模擬了真實彈頭，對研制的天線進行了電特性測量[7]。圖4所示的是天線陣樣機平面圖。

圖4 ?天線陣樣機平面圖

在微波暗室、遠區條件下，用自制的天線遠場自動測量系統在f0=1.575GHz時對該天線的E面和H面方向圖進行了實測，如圖5所示。

a 天線陣的E面方向圖

b 天線陣的H面方向圖

圖5 ?天線的實測方向圖

從圖5a和5b中可以看出，天線陣的E面方向圖近似為偏向于共形體底部的一個“8”字形，H面方向圖近似全向，滿足工程設計要求。

圖6 ?天線陣實測駐波曲線

圖6所示的是使用HP8753D矢量網絡分析儀對天線進行駐波系數(VSWR)測量的結果。由圖6可以看出天線陣的駐波系數小于2的帶寬為9MHz，在工作頻率f0=1.575GHz時，天線陣駐波系數為1.1。

5 ?結束語

本文研究了小型化GPS錐面共形天線陣，文中通過調整單元的輸入阻抗解決了天線饋線由于過細易折斷的問題，并進一步縮小了單元尺寸且在陣元耦合強烈的情況下保證了中心頻率，而且穩定了天線的輻射性能，實現了水平全向輻射的工程要求。我們研制出了共形在彈頭錐體上的小型化GPS共形天線陣實驗樣機，并進行了實測，其測量結果研究成果可應用于工程實際，且具有很高的實用價值和推廣價值。

皇捷通訊的gsm天線、wifi天線、uhf天線、vhf天線、電視天線、電子連接器生產線引進日本、中國臺灣高端生產設備，保證產品具有穩定、優良的品質。公司生產設備包括注塑成型設備、五金沖壓設備、自動組裝設備、模具制造設備、RF剝線設備及品質檢驗設備等。我們擁有高端的技術研發和制造能力，可以根據客戶需求定制產品，并調整和提高生產效率。保證穩定、精確的交貨期和快速的樣品確認。

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這種概念要求基站部署極大規模的天線陣列，可能包含成百上千的收發器。此概念稱為大規模MIMO。的確，大規模MIMO 脫離了當前的網絡拓補，可能是解決我們所面對的無線數據挑戰的關鍵；然而，在認知大規模MIMO 廣泛部署的效能和/ 或可行性的過程中，出現了一個值得關注的問題，有人會創建一個原型，只為確定它是否真正行之有效嗎？畢竟，創建一個具有上千天線的原型會帶來若干工程上的挑戰，另外還有其他不可忽視的問題，即成本和時間。

圖1. 2 天線MIMO 收發器。

MIMO背景

MIMO 依賴多路來提高無線數據鏈路的可靠性以及有效數據率，通常使用數根獨立天線獲得多個數據流。多路傳播是通信系統面臨的巨大挑戰，實踐中采用MIMO，運用空間- 時間編碼和/ 或空間分集等多種技術。4G 移動通信標準LTE-A 規定MIMO 組態最多使用8 根天線。IEEE 802.11n/ac 標準以及這些標準的實際商業化均普遍使用MIMO。

基本上，更多天線會給傳播通道帶來更高的自由度，從而在數據率和/ 或鏈路可靠性方面擁有更高的性能。然而，總體數據率仍然受到香農理論的限制。在多個用戶組成的網絡中，增大總體網絡吞吐量的一種方法是多用戶MIMO（MU-MIMO），其中，多個用戶可以同時訪問同一時頻資源，但是通過多根天線產生的多“空間維度”實現隔離。

更多天線，更大容量，更高的可靠性

增大MU-MIMO 的規模， 稱為大規模MIMO，可以提供更大的網絡容量、更高的可靠性，并通過降低一個蜂窩或服務地區的總發射功率而提高大規模MIMO 基站的能量效率。理論上，每根天線的發射功率能夠低于以相同數據率為指定蜂窩或者地區服務的單根天線的發射功率。即，總功率為：

PTotMM ~ PT NT

其中，PTotMM 是每個地區的總傳輸功率，PT 是每根天線的功率，NT 是發射天線的數目。其中，PTotMM 低于單天線系統的PTot。與單天線系統相比，為了達到相同的可靠性和/ 或吞吐量，由于大規模MIMO 基站能夠憑借其更高的自由度而將發射的能量聚焦于目標用戶，所以大規模MIMO 蜂窩拓補能夠降低分區地域的總發射功率。另外，當使用多根天線時，從發射器至接收器的正確位發射概率會增大，因為鏈路中斷概率~ 1 / SNR NT NR。

其中，SNR 是信噪比，NR 是接收天線的數目，NT 是發射天線的數目。由于此關系，當系統中的天線數目增加時，鏈路中斷概率會降低，從而提高了通信鏈路可靠性。[1]

大規模MIMO 天線陣列基于這里所述的基本概念，按照理論，數百倍規模的天線部署將獲得比當前MIMO 點對點部署更高的效率。具體來說，憑借數百根天線，天線孔徑和部署網格均有精細的多的分辨率。配合波束成形，能夠更加精細地控制天線波瓣，以降低通道中的能量。

大規模MIMO 系統也有其挑戰。一個挑戰是尋找從接收器到發射器的通道狀態信息通信方法，以進行預編碼。鑒于有數百根天線，通過導頻信號來推論通道狀態在實踐中是不可行的。因此，目前實現的大規模MIMO只能實際使用依賴于通道互易的時分雙工（TDD）系統，然而要確定此方法的可行性，還需要進行更多研究。另外，一些初步研究提出，系統中的熱噪聲對于如此之多的天線來說不必過于關注，并且干擾器的影響成為更大的問題。這些挑戰以及其他挑戰，可以在開發出有效的原型之后使用實際波形來進行研究。

2. M 用戶N 天線大規模MIMO 系統。

圖3. 典型1×1 軟件定義無線電體系結構。

大規模MIMO系統的原型制作

制作大規模MIMO 系統的原型需要預先進行許多工作，以便仔細、恰當地設計實際運作系統。大多數研究人員會發現，甚至制作只有2 天線的最低組態MIMO 收發器系統也是極具挑戰性的（參見圖1）。為設計大規模MIMO 原型，首先繪制系統草圖（參見圖2）。在本練習中，基站處的天線數目N 為128，從而獲得128×128 MIMO 組態。組態假設M個移動用戶使用SISO 天線。

在設計大規模MIMO 系統時，需要考慮許多事項，包括發射功率、相鄰通道干擾、頻譜罩等RF 系統參數。然而，大規模MIMO 系統需要考慮的一個關鍵參數是每根天線的數字數據吞吐量。從圖中可知，系統最具挑戰性的一個方面是將所有接收到的樣本聚合到公共處理子系統內。與使用SISO 無線電的簡單發射和接收通信不同，大規模MIMO 要求發射和接收元件之間擁有高速數據吞吐，以及高基帶，并且其數量級高于目前部署的系統。

可以選擇在靠近天線處的節點，以分布方式處理數據流，但是為了恢復從不同用戶處收到的信號，或者有效地為不同用戶進行信號預編碼，必須將從各個天線接收到的數據流聚集在一個公共位置，以獲得最優性能。通過仔細觀察吞吐量和數據要求，我們將系統分成基本元件。這樣，我們就可以在原型的實際構建中量化數據率，并在系統設計、集成、功率和成本之間取得平衡。

基線系統參數

典型SISO 無線電如圖3 所示。在該圖中，RF 信號下變頻或混合，濾波，放大，然后轉化為數字數據。發射過程的次序則相反。大規模MIMO系統包含數百個這種基本SISO 元。為了使用現貨供應設備，以降低成本和加快原型開發，假設每個同相正交樣本均為16 位。位數決定了動態范圍，實際上對于原型來說過好了。減少分辨率位數會顯著降低數據吞吐量，特別是在聚集極多通道的時候。雖然16 位會增加數據路徑，并最終增加數據吞吐量要求——位數更多會導致數據路徑加寬和數據吞吐量要求增加——然而，現貨供應組件和編程體系結構不需要進行自定義就能夠輕

松處理16 位樣本。

接下來考慮采樣率。接收鏈中的每個模數轉換器（ADC）均必須以高于尼奎斯特通道帶寬的速率對下變頻波形進行采樣。本例以LTE 作為基線，普通移動通信場景，每個轉換器均以30.72 MS/s 的采樣率對接收到的波形進行采樣。實際上，轉換器可以對信號進行過采樣，以提高分辨率，但是這會增加信號處理量，以便將數據率轉換到標準信號處理模塊可以接受的數據流。數據吞吐量使用下述方程得到：（2 個樣本）（16 位/ 樣本或者2字節/ 秒）（采樣率）

對于上例：

（2 個樣本）（2 字節/ 秒）（30.72）= 122.88 MB/s對于上例系統，一個通道的聚集數據吞吐量等于122.88 MB/s。為擴大到大規模MIMO 系統，可以按照下文所述計算有效速率：總系統吞吐量（TST）=（吞吐率/ 通道）（天線數目）TST =（122.88 MB/s）（128）TST = 15.7 GB/s

這樣，如果所有通道均同時發射或接收，那么中央處理系統的數據吞吐量將為15.7 GB/s。另外，將所有這些數據聚集到中央處理系統中，還要求處理引擎能夠接受此龐大的數據量，并且能夠進一步處理數據，以便生成通信鏈路。上述簡要分析揭示了兩個挑戰。首先，極少（如果有的話）低成本市售技術能夠滿足這些要求。其次，原型的數據量要求開發備選信號處理鏈分割技術，包括分布式實現和并行實現。

通過審查可用的原型制作技術，我們提出了一種可以用作大規模MIMO 原型構建數據框架的高速串行總線的簡要研究。

表1 概述了目前的一些市售高速總線技術。當然還有其他總線，然而上表提供的是目前常用的許多標準而非專有總線技術的指南。另外，這些總線技術已經用于許多模塊化體系結構，例如PXIe，基本上基于PCIe 標準。應該考慮的一個規格是潛伏時間。潛伏時間是指發射與接收操作之間的周轉時間。如果原型是用于單向鏈路，那么潛伏時間不是特別重要。然而，對于真正的TDD 大規模MIMO 原型，必須考慮潛伏時間，因為周期時間比無線通道的相干時間更短，從而下行鏈路預編碼不是基于已經過時的通道信息，這是至關重要的。上文給出的潛伏時間規格為近似值。然而，一般來說，以太網的潛伏時間并非決定性的，可能會發生極大的變化。另一方面，以太網的實現一般成本較低。

應該指出，PCIe Gen 3 實現剛剛在市場上出現，實際吞吐數據測量值并不可用。另外應該指出，雖然基本提供了最大/ 峰值數據率，然而由于成本、IP 核的尺寸，以及功率等原因，實際實現了總線的典型實現是不同的。所提供的典型數目僅供參考，因為極少的（如果有的話）實現達到了所發布的最大速率。

圖4 所示是一個使用PXIe 的系統配置實例。在此組態中，總共使用了10 塊底板來實現128 根天線的大規模MIMO 系統。系統用2 塊“主”底板來聚集數據，用8 塊底板來安裝128 個能夠在蜂窩帶進行發射和接收的收發器（NI 5791 RF 收發器）。數據基干使用PCI Express Gen 2 ×8，通過合適的分割輕松采集和發射20MHz RF 帶寬數據。[2,3]

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成品如圖1。

圖1

國外資料推薦使用直徑10mm紫銅管彎成直徑為85-90cm環形作為初級線圈，考慮到重量，操作方便等因素，從銅鋁材商店購進直徑為13mm的紫銅管2.8m，彎成直徑為87cm的銅環。同時，采用1m的50塑料管支撐銅環。這是銅環上部的固定點（圖2）

圖2

銅環下部的固定點（圖3）。這里要注意的是要在銅管的兩端鉆好小洞，小洞可以擰上螺絲并可固定小焊片。銅環兩端固定完畢后，固定好焊接好引線的焊片，并將引線引出塑料管。

圖3

制作一個木板支架（圖4），注意要非常牢靠。

圖4

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本文將介紹一種FM收音機接收機解決方案，它將天線集成或嵌入在便攜式設備內部，使得耳機線成為可選件。我們首先從最大化接收靈敏度講起，然后介紹取得最大化靈敏度的方法，包括最大化諧振頻率的效率，最大化天線尺寸，以及利用可調諧匹配網絡最大化整個調頻帶寬上的效率。最后，本文還將給出可調諧匹配網絡的實現方法。

最大化靈敏度

靈敏度可以被定義為調頻接收系統可以接收到的、同時能達到一定程度信噪比（SNR）的最小信號。這是調頻接收系統性能的一個重要參數，它與信號和噪聲都有關系。接收信號強度指示器（RSSI）只是指出了特定調諧頻率點的射頻信號強度，它并不提供有關噪聲或信號質量的任何信息。在比較不同天線下接收機性能時，音頻信噪比（SNR）也許是一個更好的參數。因此，想為聆聽者帶來高質量的音頻體驗，使SNR最大化非常重要。

天線是連接射頻電路與電磁波的橋梁。就調頻接收而言，天線就是一個變換器，即將能量從電磁波轉換成電子電路（如低噪聲放大器（LNA））可以使用的電壓。調頻接收系統的靈敏度直接與內部LNA接收的電壓相關。為了最大化靈敏度，必須盡量提高這個電壓。

市場上有各種各樣的天線，包括耳機、短鞭、環路和芯片型天線等，但所有天線都可以用等效電路進行分析。圖1給出了一種通用的等效天線電路模型：

在圖1中，X可以是一個電容或一個電感。X的選擇取決于天線拓撲，其電抭（感抗或容抗）值與天線幾何形狀有關。損耗電阻Rloss與天線中以熱能形式散發的功耗有關。幅射電阻Rrad與從電磁波產生的電壓有關。為了便于說明，后文將以環路天線模型作為分析對象，同樣的計算也可以用于其他類型的天線，如短的單極天線和耳機天線。

圖1：天線等效電路模型。

使諧振頻率點的效率最大化

為了盡量提高天線轉換出來的能量，可以使用一個諧振網絡來抵消天線的電抗性阻抗，而這種阻抗會衰減天線傳導到內部LNA的電壓值。對電感性環路天線來說，電容Cres用來使天線在想要的頻率點發生諧振：

（1）

諧振頻率是指天線將電磁波轉換成電壓的效率最高的頻率點。天線效率是Rrad上的功率與天線收到的總功率的比值，可以表示為Rrad/Zant，其中Zant是帶天線諧振網絡的天線阻抗。Zant表示為：

（2）

當天線處于諧振狀態時，效率η可以表示為：

（3）

在其他頻率點時效率為：

（4）

非諧振頻率點的天線效率η要低于最大效率ηres，因為此時的天線輸入阻抗Zant要么是容性的，要么是感性的。

最大化天線尺寸

為了恢復所傳輸的射頻信號，天線必須從電磁波里收集到盡可能多的能量，并高效地將電磁波能量轉換成通過Rrad的電壓。收集到的能量多少受制于便攜式設備所使用天線的可用空間和大小。對于傳統的耳機天線來說，它的長度可達到調頻信號的四分之一波長，能收集到足夠的能量并轉換成內部LNA可用的電壓。在這種情況下，最大化天線效率就不那么重要。

不過，由于便攜式設備正變得更小更薄，留給嵌入式調頻天線的空間已變得非常有限。雖然已盡量增加天線尺寸，但嵌入式天線收集到的能量仍非常小。因此在既不犧牲性能、又要使用較小的天線的情況下，提高天線效率η就變得非常重要。

利用可調匹配網絡，使調頻頻段上的效率最大化

大多數國家的調頻廣播頻段的頻率范圍是87.5MHz到108.0MHz。日本的調頻廣播頻段是76MHz到90MHz。在一些東歐國家，調頻廣播頻段是65.8MHz到74MHz。為了適應全球所有的調頻頻段，調頻接收系統需要有40MHz的帶寬。傳統解決方案通常是將天線調諧在調頻頻段的中心頻率。然而就如上述公式表明的那樣，天線系統的效率是頻率的函數。效率在諧振點達到最大值，當頻率偏離諧振頻率時，效率將下降。值得注意的是，由于全球調頻頻段的帶寬達40MHz，當頻率遠離諧振頻率點時天線效率將有顯著下降。

例如，設定一個固定諧振頻率98MHz，那么在該頻率點可取得很高的效率，但其他頻率點的效率將有顯著下降，從而劣化了遠離諧振頻率點時的調頻性能。

皇捷通訊的gsm天線、wifi天線、uhf天線、vhf天線、電視天線、電子連接器生產線引進日本、中國臺灣高端生產設備，保證產品具有穩定、優良的品質。公司生產設備包括注塑成型設備、五金沖壓設備、自動組裝設備、模具制造設備、RF剝線設備及品質檢驗設備等。我們擁有高端的技術研發和制造能力，可以根據客戶需求定制產品，并調整和提高生產效率。保證穩定、精確的交貨期和快速的樣品確認。

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隨著信息技術的發展，大眾在享受無線通信設備帶來的各種便利之時，也日益關注無線通信終端的電磁輻射對人體健康的影響。在手機天線的研發以及測試領域，天線工程師除了關注TRP（全向輻射功率），TIS（總全向靈敏度），RL（回波損耗），Efficiency（效率）以外，還很非常注重另一指標—SAR（Specific Absorption Rate）。

SAR 的大小表明了手機電磁輻射對人體健康影響的大小。在手機天線的設計中，主要關注的是無線通信終端的電磁輻射對人類頭部的影響。SAR 值的大小和手機的輻射功率密切相關，通常SAR 值的大小與TRP 成正比，在設計中，TRP 和SAR 本身就是一對矛盾，因此，在設計中，需很好地平衡兩者的關系。

二、SAR 概述與測試簡介

SAR定義是生物體單位時間（s）、單位質量（kg）所吸收的電磁輻射（照射）能量，它在美國和歐洲關于SAR有不同的標準，美國是1g的標準，歐洲是10克的標準，單位均是W/Kg或mw/g。SAR分為局部SAR和平均SAR。由于我們主要關注的是局部SAR，在這里給出局部SAR的相關表達方法：

E ——組織內電場強度的值，單位是伏每米；

σ——介質導電率，單位是西門子每米；

ρ——組織密度，單位是千克每立方米；

C——組織的比熱容；

——組織內初始時刻溫度對時間的微分，單位開爾文每秒。

SAR測量系統主要由人體模型、電子測量儀器、掃描定位系統和被測設備夾具等組成。測量通過自動定位的迷你小型場強探頭測量模型內部的電場分布來進行。根據測得的場強值可以計算出SAR的分布以及峰值空間平均SAR。在對手機進行SAR測試的時候，如果天線可以伸縮，兩個位置都要測試，也就是全伸出和全收縮的位置；可翻（滑）蓋移動電話，如果開蓋和合蓋時均能打電話，則兩種狀態都要進行測試。

圖1、SAR 實驗室

三、降低SAR 的方法

在工程測試中，手機SAR 值主要是測試它的峰值是否超標，因此減小SAR 值的原理是在于如何把電流分布均勻化。在手機設計中SAR 是一個綜合的問題，在設計手機天線時既要要求高的TRP 又要有低的SAR 值，這需要在手機整機設計初期對天線有很好的評估，尤其是PCB 布板、天線位置和周圍器件的放置對天線都有較大的影響。

在手機設計中，有很多方法可以降低SAR 值。在設計初期，首先要求布板工程師、結構工程師充分考慮PCB 的設計、天線的位置、speaker、micro、vibrator、battery等對天線影響大的器件的合理放置，在設計過程中可以通過調試PCB 上的熱點來降低SAR 值；在設計天線時一般采用PIFA 天線，它具有較低的SAR 值，這是因為PIFA 天線和PCB 之間有較大的區域并且和PCB 地構成回路，電流能較均勻地分布，這樣SAR 便不會產生較強的Peak 值；在設計后期，可以通過降低發射功率來降低SAR 值，從理論分析看，手機的發射功率降低1dB，SAR 數值大約會降低0.3W/Kg，他們是成正比的，但是在降低發射功率后，會影響手機的發射效率，因此在手機設計中要權衡利弊。

降低SAR 值的的最好的方向是：保證其發射功率，改變天線的方向圖，減小面向人頭部峰值。本文采用TDK 公司的一種叫軟磁性片的材料可以很容易地達到這種目的，如圖2 所示，它是由磁性材料和樹脂制成的電磁屏蔽材料。該材料具有高磁導率，高電阻率等特點。將這種材料貼到手機鍵盤和PCB之間，有效地改變了天線的近場，改變天線的輻射強度。本文通過仿真優化，找出該磁性片最佳的尺寸和放置位置，從而降低手機面向頭部的電磁輻射，達到降低SAR 值目的。

圖2、磁性片樣品

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